CN116301184A - 一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及太阳能电池技术领域，解决了MPPT功率优化搜寻最大功率点耗费时间长而导致功率损失大的技术问题，尤其涉及一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法，包括作为光生电流源的太阳能电池组件内的太阳能电池单元阵列，在太阳能电池单元阵列的输出端接入有接线盒，且追踪电路安装在接线盒中，在太阳能电池单元阵列的输出端串接有用于作为追踪最大功率点执行主体的多相电压转换模块。本发明能够在短时间内完成对太阳能电池单元阵列最大功率点的快速追踪，并且对于最大功率点的追踪无需进行大范围的搜寻，能够直接定位到太阳能电池单元阵列输出电压的最大功率点，从而解决了在追寻最大功率点过程中输出功率损失的问题。

Description

一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法

技术领域

本发明涉及太阳能电池技术领域，尤其涉及一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法。

背景技术

目前在组件端消除失配影响的解决方案之一为使用MPPT光伏功率优化器，每一块光伏组件连接一个具有最大功率点跟踪功能的MPPT功率优化器，且每个单块光伏组件的输出接入至MPPT功率优化器模块的输入端。MPPT功率优化器可根据串联电路需要，将低电流转化为高电流，最后将各功率优化器的输出端串联并接入汇流箱或逆变器。

但是，MPPT功率优化是一个持续进行的过程，寻找最大功率点本身需要时间，常用的方法如增量法、扰动法等需要在一个较大的范围内尝试不同的输出电压和电流，整个搜寻过程往往耗时几十秒，周而复始。

因此，无论是干扰观察法，还是电导增量法或者基于梯度变步长的电导增量法，在寻找最大功率点过程中都需要一定的搜索范围，假定搜索范围偏离最大功率±10％范围，搜索过程本身是一个反复不断进行的进程，平均来说浪费了5％的功率。部分太阳能电池被遮蔽的情况下，最大功率可能不再是单峰极大值，可能出现的多峰多极大值，如果缩小搜索范围，则会出现错失真正的最大功率点，损失更多的发电量，因此无法通过缩小搜索范围降低搜索最大功率点过程中的损失。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供了一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法，解决了MPPT功率优化搜寻最大功率点耗费时间长而导致功率损失大的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了如下技术方案：一种太阳能电池最大功率点追踪电路，包括作为光生电流源的太阳能电池组件内的太阳能电池单元阵列，在太阳能电池单元阵列的输出端接入有接线盒，且追踪电路安装在接线盒中，在太阳能电池单元阵列的输出端串接有用于作为追踪最大功率点执行主体的多相电压转换模块，且多相电压转换模块输入电压的平均值与太阳能电池单元阵列在当前条件下的最大功率点电压相等。

进一步地，所述多相电压转换模块的输入端并接有一个限定大小的输入电容，输入电容的大小取值范围为：

上式中，C2表示太阳能电池单元阵列的固有寄生电容，C3表示输入电容，Z表示太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻，L表示太阳能电池单元阵列中电缆长度的电缆电感。

进一步地，所述多相电压转换模块包括由一组交替导通的DC-DC电压转换电路并联组成。

进一步地，若干个接线盒之间采用纹波电流建立通讯连接，且接线盒之间通讯解调制的实现采用对纹波电流的频谱分析。

进一步地，若干个多相电压转换模块工作频率F的取值范围为：

上式中，D为DC-DC电压转换电路的开关占空比，C2为太阳能电池单元阵列上固有的寄生电容，C3为输入电容，C4为可控电容，Z为太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻。

进一步地，所述当前条件下为太阳能电池单元阵列在当前时刻下的光照强度和温度。

进一步地，所述多相电压转换模块的输入端还并接有一个可控电容，所述可控电容的一端通过MOSFET开关并联在输入电容和多相电压转换模块之间。

借由上述技术方案，本发明提供了一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法，至少具备以下有益效果：

1、本发明采用一个限定大小的输入电容加一组交替导通的降压DC-DC电压转换电路接在太阳能电池单元阵列上，DC-DC电压转换电路的输出彼此并联，降低峰值电流，降低了较大输入滤波电容值的要求；其次是等效提升了开关频率，降低了输入纹波，提升了太阳能电池单元阵列功率的有效利用。

2、本发明把交替导通状态的降压DC-DC电压转换电路切换为同相状态的降压DC-DC电压转换电路，同时利用移相和占空比管理的方式，在特定的频率范围以及限定大小的输入电容下，可以制造出足够长的开路窗口，从而测出太阳能电池单元阵列的开路电压，进一步推算出当前光照和温度条件下的最大功率点电压。

3、本发明使用并联的多相DC-DC电压转换电路作为最大功率跟踪的功率执行电路，通过改变DC-DC电压转换电路的占空比D，改变输入电流的平均值，由于光伏电池本身存在等效内阻，输入电流的变化将导致输入电压的均值发生对应改变，因而能够在短时间内完成对太阳能电池单元阵列最大功率点的快速追踪，通过DC-DC电压转换电路的负反馈电路保持输入电压等于最大功率点电压，从而让最大功率点的追踪无需进行大范围的搜寻，能够直接定位到太阳能电池单元阵列输出电压的最大功率点，从而解决了在追寻最大功率点过程中输出功率损失的问题。

4、本发明利用降压DC-DC电压转换电路的纹波电流作为载波来传递信息，最大限度降低了成本，也消除了无线传输系统中的频率拥挤问题。

5、本发明采用在输入电路C3的旁边加上了一个可控电容C4，在光照很弱、深遮蔽的时候和不探测开路电压的时候，通过开启可控电容C4可以临时加大输入电容C3的容值，确保整个电路的工作频率在正常范围，同时输入电路的变化在更小的范围，避免因此影响最大功率的获得。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为现有技术中太阳能电池单元的输出功率和它的输出电压之间关系的曲线图；

图2为现有技术中的三个太阳能电池单元阵列串联功率的失配图；

图3为本发明现有技术中太阳能电池组件中三个电池单元阵列的示意图；

图4为本发明实施例一中最大功率点追踪电路的原理图；

图5为本发明实施例一中最大功率点追踪电路的电路图；

图6为本发明实施例一中最大功率点追踪电路的简化电路图；

图7为本发明实施例一中图6的简化电路图；

图8为本发明实施例一中I-V的曲线图；

图9为本发明实施例一中公开文献中寄生电容的典型值的示意图；

图10为本发明实施例一中公开文献中LR5-HTH-560M电性能的示意图；

图11为本发明实施例一中相位周期调整的示意图；

图12为本发明实施例一中太阳能电池单元阵列的简化物理数学模型的等效电路图；

图13为本发明实施例一中多串失配电池导致的功率损失示意图；

图14为本发明实施例一中为在太阳能电池单元阵列中接入单个DC-DC电压转换电路的示意图；

图15为本发明实施例一中现有技术中升降压H桥的拓扑图；

图16为本发明实施例一中FSK的调制电路原理示意图；

图17为本发明实施例一中纹波电流采样位置的示意图；

图18为本发明实施例一中纹波电流放大整形的示意图；

图19为本发明实施例一中方波信号的频谱示意图；

图20为本发明实施例二中最大功率点追踪电路的原理图；

图21为本发明实施例二中最大功率点追踪电路的电路图；

图22为本发明实施例三中最大功率点追踪方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。借此对本申请如何应用技术手段来解决技术问题并达成技术功效的实现过程能充分理解并据以实施。

为了清楚的阐述本发明所提供的一种太阳能电池最大功率点追踪电路及方法，在此针对现有技术进行说明，并针对现有技术所存在的技术问题提出解决方案，具体内容如下：

请参照图1，为一个典型的太阳能电池单元的输出功率和它的输出电压之间有如下的关系曲线，在给定的光照条件下(如1000W/m²等)它的输出功率随着输出电压的变化而变化，在某一个点出现最大值，当光照条件改变后，最大值也会改变。因此要想最大化把太阳能电池产生的电能输出，需要持续跟踪最大功率点(简称MPPT)，并针对最大功率，恰当大小地抽取电能。

太阳能阵列发电系统一般有大量的太阳能电池单元构成庞大的串并联系统。由于串并联的各个组件的电性参数本身的不一致，组串发生部分遮挡，或者损伤等因素，导致系统输出功率小于各单元最大值累加总值，专业术语称之为“失配损失”，它将不同程度影响电站的发电量，从3％到50％不等。如同图2中的实例进行说明，三个太阳能电池单元阵列的最大功率点电流各不相同，无论最终电流选择多少，都会有部分太阳能电池单元阵列不能工作在最大功率模式下，导致实际的功率损耗。

目前在组件端消除失配影响的解决方案之一为使用MPPT光伏功率优化器，每一块光伏组件连接一个具有最大功率点跟踪功能的MPPT功率优化器，且每个单块光伏组件的输出接入至MPPT功率优化器模块的输入端。MPPT功率优化器可根据串联电路需要，将低电流转化为高电流，最后将各功率优化器的输出端串联并接入汇流箱或逆变器。即使阵列中任意一块电池板出现失配问题时，其他电池板仍然能输出最大功率，因而能够补偿因失配问题而产生的发电量损失。

但是，MPPT功率优化是一个持续进行的过程，常用的方法如增量法、扰动法等需要在一个较大的范围内尝试不同的输出电压和电流，整个搜寻过程往往耗时几秒到几十秒，周而复始。

因此，无论是干扰观察法，还是电导增量法或者基于梯度变步长的电导增量法，在寻找最大功率点过程中都需要一定的搜索范围，假定搜索范围偏离最大功率±10％范围，搜索过程本身是一个反复不断进行的进程，平均来说浪费了5％的功率。部分太阳能电池单元被遮蔽的情况下，最大功率可能不再是单峰极大值，可能出现的多峰多极大值，如果缩小搜索范围，则会出现错失真正的最大功率点，损失更多的发电量，因此无法通过缩小搜索范围提升最大功率。

恒定电压跟踪法是太阳电池最大功率点跟踪方法中较早期的策略之一，这种控制方法将光伏阵列的输出电压保持在一个恒定的电压值，使用这种方法，人们只需从生产厂商获得最大功率点输出对应的电压数据，并使电池的输出电压控制在此电压附近即可，实际上是把MPPT控制简化为稳压控制，这就构成了CVT式的MPPT控制。这种算法不需要反复地搜索，节省了上述在搜索过程中损失的功率。

但是当外界环境改变时，它不能自动跟踪到新的最大功率点处。早年使用在人造卫星中的光伏电池阵列来说，因为外太空中的日光照强度及温度变化比较慢，并且变化幅度也比较小，所以恒定电压控制法是一个不错的方法。但是地球上大气的变化，使得光伏电池的最大功率点不停改变，这种方法就不能满足地面主流光伏发电系统的要求。

另一方面，目前的主流MPPT功率优化器是单组件优化，这个优化是为更多电池板组件构成串联阵列而设计的，让多串电池组件输出功率累加值为最大值。如图3所示，一个主流的太阳能电池组件有3个单元电池阵列组成，绝大多数发生遮蔽的时候仅仅一串被严重遮蔽，单组件层面的优化对于这种遮蔽则无能为力，即使没有遮蔽，对串联结构的太阳能电池组件内部而言，也存在多单元串的功率失配损失。

前面提到的太阳能电池单元阵列最大功率出现多极点，也是因为遮蔽导致的各串工作状态严重不均衡导致。如何对单组件内发电进行优化，依旧是一个未解决的问题。

对于上述针对现有技术的介绍，说明MPPT功率优化是一个持续进行的过程，需要在一个较大的范围内尝试不同的输出电压和电流，整个搜寻过程往往耗时几十秒，而且在寻找最大功率点过程中都需要一定的搜索范围，假定搜索范围偏离最大功率±10％范围，搜索过程本身是一个反复不断进行的进程，平均来说浪费了5％的功率。

另外部分太阳能电池单元被遮蔽的情况下，最大功率可能不再是单峰极大值，可能出现的多峰多极大值，如果缩小搜索范围，则会出现错失真正的最大功率点，损失更多的发电量，因此无法通过缩小搜索范围提升最大功率。

本发明提出了一个最大功率点快速追踪电路和追踪方法，并能连续跟踪和保持最大功率输出。在一组串联的太阳能电池单元阵列中，本发明用一个限定大小的输入电容加一组交替导通的降压DC-DC电压转换电路接在太阳能电池单元阵列上，DC-DC电压转换电路的输出彼此并联，这个DC-DC电压转换电路保持自己的输出电流等于串联阵列电流，输入电压等于最大功率点电压。

为了解决组件内部三个电池单元阵列之间不均衡导致的失配损失，本发明把最大功率点追踪电路的执行部分DC-DC电压转换电路直接放在接线盒内，与此同时，提升了3倍电压测量精度，3倍速度获得太阳能电池单元阵列的开路电压。

最大功率点电压和开路电压之间存在函数关系，把交替导通状态的降压DC-DC电压转电路切换为同相导通状态的降压DC-DC电压转电路，同时利用移相和占空比管理的方式，在特定的频率范围以及限定大小的输入电容下，可以制造出足够长的开路窗口，从而测出太阳能电池单元阵列的开路电压，进一步推算出当前光照和温度条件下的最大功率点电压。

然而要想在极短时间内测出开路电压，还需要对降压DC-DC电压转换电路的输入电容、工作频率有明确的限制，本发明提出了一个确定相关参数的一系列公式和实际取值范围，具体的实施方案请参照下述的各实施例。

在下述各实施例中，对各种名词进行解释，具体如下：

太阳能电池组件(module)：若干单体太阳能电池单元经串、并联连接，加以严密封装，再和保护玻璃、框架、接线盒等形成一个可以独立的光伏发电整体，如图3所示。

太阳能电池单元(cell)：太阳能电池单元是光电转换的最小单元，单体的工作电压约为0.48V，由于电压太低，往往很多太阳能电池并联或串联起来使用，如图3中所示的cell箭头所指。

太阳能电池单元阵列(cell array)：太阳能电池组件中的若干电池单元串被分成几个串联的部分，如图3所示太阳能电池单元阵列1、2和3，该组件被分成了三个电池单元阵列。

太阳能电池阵列(PV array)：一般指若干个太阳能电池组件(module)通过互相串、并联的方式连接起来，作为较大功率的光伏发电整体对外输电。

接线盒(junction box)：太阳能电池组件内的电池单元阵列之间的互联以及太阳能电池组件和外部电路的互联都通过接线盒。接线盒通常会有旁路导通的功能，防止一个单元或者一个组件不良后影响整个阵列的继续发电。

MPPT：最大功率点跟踪。由于光照的改变、温度的改变、表面状况的改变等因素，太阳能电池发电的最大功率是不断改变的，因此MPPT是贯穿光伏发电的持续行为。

PLC：一种利用电源线进行通讯的方式。

实施例一

请参照图4-图19，示出了本实施例的一种具体实施方式，本实施例采用一个限定大小的输入电容加一组交替导通的降压DC-DC电压转换电路接在太阳能电池单元阵列上，DC-DC电压转换电路的输出彼此并联，这个DC-DC电压转换电路保持自己的输出电流等于串联阵列电流，输入电压等于最大功率点电压。

请参照图4，本实施例提出了一种太阳能电池最大功率点追踪电路，包括作为光生电流源的太阳能电池组件内的太阳能电池单元阵列1，在太阳能电池单元阵列1的输出端接入有接线盒，且追踪电路安装在接线盒中，在太阳能电池单元阵列1的输出端串接有用于作为追踪最大功率点执行主体的多相电压转换模块2，且多相电压转换模块2输入电压的平均值与太阳能电池单元阵列1在当前条件下的最大功率点电压相等。

通过临时断开太阳能电池组件和电路的连接来测量开路电压，面临测量精度不高和测量时间太长以及深遮蔽后最大功率曲线存在多极值的三大缺点。典型RC充电过程，4倍时间常数后电压仅仅能够充到99％，存在1％的固有误差。由于时间常数和变化范围很大的电池等效内阻相关联，很难事先充分补偿。对于42V的典型组件输出电压，1％的精度意味着420mV的误差，在工程上很难用这样大的误差来推断最大功率电压点。

本发明追踪电路优选安装在太阳能电池单元阵列内的接线盒中，和其他串接在太阳能电池组件的光伏优化电路不一样，本发明所提出的追踪电路放在阵列内的三个接线盒中，三个接线盒分别和对应的单元串构成三个微系统，再串联一起，变成一个整体，如图3所示。通过一组交替导通的DC-DC电压转换电路、优选输入电容容值的方法降低了测量时间，对于测量精度不够高的问题。本发明所提出的追踪电路放到接线盒内后，对应的阵列输出电压降低到了14V左右，同样1％的误差，仅仅意味着140mV的误差，对于同样原理的检测电路来说，等于检测精度提升3倍。同样的道理，当追踪电路放到接线盒内后，对应的太阳能电池单元阵列内阻降低到了太阳能电池组件的三分之一，同样的电池寄生电容和输入电容，但时间常数缩短到三分之一，测量速度也快了3倍。

本发明所提出的追踪电路在放到接线盒中后，等于把原来三个串在一起的太阳能电池单元阵列变成三个独立单元阵列，原来三串不均衡造成的多极值因为分割而基本不复存在，即使依旧存在，也因为发电功率最大的两串能够不受影响正常发电而自动取得最大化。

多相电压转换模块2包括由一组交替导通的DC-DC电压转换电路并联组成，多相的DC-DC电压转换电路的首要目标是降低峰值电流，降低了较大输入滤波电容值的要求；其次是等效提升了开关频率，降低了输入纹波，提升了太阳能电池单元阵列功率的有效利用。

并且通过采用一组相位可调的多相交错降压DC-DC电压转换电路，如果是两路交错降压，彼此相位差为180°，如果是n路交错降压电路，彼此的相位差为360°/n，正常工作的时候，总有一相电路是和电池板连通的，最大限度直接利用了太阳能电池单元阵列的功率输出。

为了充分说明本实施例所提出的最大功率点追踪电路可行性，现从原理上进行说明并加以验证，具体如下：

在验证输入电容3取值范围的合理性之前，需要明确开路电压V_oc和光生电流源(指本实施例中的太阳能电池单元阵列)有确定的正相关的关系，如图12所示，为太阳能电池单元阵列的简化物理数学模型的等效电路图，电流源I_ph表示光生电流源，正比于太阳能电池单元阵列的面积和日照辐射度，I_D表示太阳能电池单元阵列的暗电流，Rsh代表漏电流，主要是暗饱和电流构成，Rs表示串联电阻，一般取值小于1欧姆。跟据电路原理可以分析得出图中开路电压V_oc和电流I的数学关系式：

I＝I_ph-I_sh-I_D

上式中，n为系数，一般取值为1，T为电池板温度，k为玻尔兹曼常数，q为电子电量。

温度300K时，

大概等于25.85mV，当光生电流远大于暗饱和电流时，光生电流每增大1倍的暗饱和电流，开路电压V_oc增加大约17.7mV，因此可见，开路电压V_oc和光生电流源大小有确定的正相关的关系，只要能够找到太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc，就可得知当前情况下的最大功率，也容易迅速地找到与之接近的最大功率点电压V_mp。

根据已公开的相关文献，当太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc获得后，它的最大功率点电压V_mp可以根据下列公式求得：

V_mp＝k*V_oc

k值可以通过实验测得，或者通过厂家的数据手册获得近似值。

综上所述，要获知最大功率点电压V_mp的关键就是需要周期性获得太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc。对于连续发电的太阳能电池板来说，如何在最短时间内准确获得开路电压是问题的关键，其中一个关键要素就是需要控制输入电容的大小。

所述多相电压转换模块2的输入端并接有一个限定大小的输入电容3，输入电容3的大小取值范围为：

上式中，C2为太阳能电池单元阵列的寄生电容，C3表示输入电容，Z表示太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻，L表示太阳能电池单元阵列中电缆长度的电缆电感。

如图2所示，以A、B、C三个电池串组成的电池板阵列为例，假定A串的功率最大，C串最小，B串居中。此时以A串为标准，在其最大功率点电压V_mp输出最大的电流I_mp，这个时候如果没有MPPT电路，A串工作在最大功率点，B串略微偏离最大功率点，C串将工作在C点，远离其最大功率点。如图13所示，为多串失配电池导致的功率损失示意图，这个时候B串和C串可能的输出功率可能会小于其最大功率5～10％，导致整个电池组件损失5％左右的发电功率。

如何实现一个串联电池阵列的最大化功率输出？最简单直接的办法就是这个串联阵列中每个电池板都在用最大功率输出。

如图14所示，此时如果用一个DC-DC电压转换电路接在A、B、C三串后面，完成电压转换，是有可能让每一串都工作在最大功率点。常规的做法是接一个升降压DC-DC电压转换电路，需要升压的升压，需要降压的降压。但典型的升降压H桥拓扑如图15所示，需要4个开关组件，因此本身成本高，另外在升降压过程中，全程都有2个开关组件串联在功率电路中，导通损耗和开关损耗比较高。

另外，上述电路在处于降压工作模式时，A这个MOSFET关闭的时候，太阳能电池单元阵列实际上和电路脱离了接触，这个时候电池板发出的电仅仅能对电路的输入电容充电。这个电容如果太小，输入电压马上就会充电到接近开路电压，然后就不再充电，造成了功率的实际浪费。如果输入电容很大，则增大了成本，还增加了一些其他的问题，因此需要增加一个限定大小的输入电容用于解决上述所存在的问题。

在本实施例中，对于输入电容3的取值范围有着明确的限定，对于输入电容3取值范围的理论推导如下：

图5所示的最大功率点追踪电路的电路图，在MOSFET开关SW1断开的时候，简化为图6所示的电路原理图，根据图6还可以进一步简化为图7所示的电路原理图，图7中的Z是随电流而变化的函数，称为等效电阻，相当于I-V曲线中的各点斜率倒数，I-V曲线图如图8所示。

太阳能电池单元阵列从开路电压V_oc到最大功率点电压V_mp这一区域，其平均等效电阻Z约等于：

上式中，V_oc表示太阳能电池单元阵列的开路电压，V_mp表示太阳能电池单元阵列的最大功率点电压，I_mp表示太阳能电池单元阵列的最大功率点电流。

因此在图5中的DC-DC电压转换电路中的上管SW1处于断开状态时，整个电路的时间常数τ为：

τ＝Z*(C2+C3)

上式中，C3为输入电容，C2为太阳能电池单元阵列的寄生电容，由势垒电容和扩散电容两方面构成。

寄生电容C2的取值可参照有关文献所公开的内容，《太阳电池阵寄生电容影响分析与对策》，其中公开了如图9所示的寄生电容的典型值，根据文献资料可知，硅基的太阳能电池单元阵列大约在于40～50nF/cm2，对于典型的2278X1134大小的太阳能电池单元阵列组件，每个单元cell的面积大约170cm2，因此寄生电容C2的取值大约为7.65uF。

参照图10可知，对照当前市场太阳能电池单元阵列主流产品之一的LR5-HTH-560M的电性能，标准光照条件下，整个电池板从开路电压V_oc到最大功率点电压V_mp的平均等效电阻Zstd为：

该平均等效电阻Zstd的计算值是指一个组件包含了3个太阳能电池单元阵列，而单一电池单元串的等效电阻只有1/3，也就是Zstd＝0.21ohm。

因此在最大功率点追踪电路中，如果输入电容C3的取值太大，如22uF，则整个电路的时间常数τ为：

τ＝Z*(C2+C3)＝0.21*(7.65+22)＝6.2265us

若要准确地获得太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc，且误差在1％以内的话，需要切断DC-DC电压转换电路的上管MOSFET开关SW1导通4τ的时间，大约为24.91us，在正常的太阳能电池单元阵列电能输出期间，这个时间显然太长了，既增大了电路不应有的波动，又浪费了本该发电的能量。

如果输入电容C3降低到0，DC-DC电压转换电路的输入还是会存在一个pF级的寄生电容C3’，这个电容主要由DC-DC电压转换电路的上侧开关管Cds电容和输入端对地PCB布线过程的分布式电容构成，当后级的DC-DC降压转换电路上管MOSFET开关SW1关闭时，此时的太阳能电池单元阵列和后级的DC-DC电压转换电路的结构变成如图7所示。

典型的上侧开关管Cds电容在200pf～1000pF之间，典型的PCB上电源线和地线耦合区域的分布式电容大约为16pF/cm²，实际面积不超过2cm²，约合32pF，二者并联，开关管Cds占据主要地位，寄生电容C3’可以按照中间值估算，约为600pF，而连接太阳能电池单元阵列的电缆线有两根，分别大约15cm，线半径1mm，而参照已公开的技术文献，(直导线段的自感：摘自《电气工程师手册》第二版编辑委员会《电气工程师手册》，北京.机械工业出版社，2000.3)可知直导线自感的计算公式为：

l为直导线长度，α为导线半径。

根据上式的直导线自感计算公式，两根导线的总自感L为：L＝2*0.3*10^-7*(ln2*15/0.1-0.75)＝297.2nH。

在太阳能电池单元阵列的平均等效电阻Z--电缆电感L--输入寄生电容C3’构成的RLC串联电路中，品质因素Q为：

上式中，Z表示平均等效电阻Zstd，L表示总自感，C表示寄生电容C3’，也就是RLC串联电路的输入电容C。

根据上式可知，这样的配置将导致输入端电压在上管MOSFET开关SW1关闭的时候出现巨大的浪涌电压，会直接击穿后接入的DC-DC电压转换电路，因此合理的输入电容C3必须配置，把品质因素Q值降低到1以下对系统才是安全的做法，这就要求：

根据本实施案例中的数据：

C≥6939nF

测量开路电压V_oc需要的时间尽可能短，需要RLC串联电路的输入电容C尽可能小。如正常15A的DC-DC电压转换电路，其输入滤波电容往往在47uF以上，这样的容值加上开路电压V_oc的测量时间至少拉长到4τ，整个电路周期性停顿如此长的时间，是不可接受的，4τ的具体值进行求解为：

4*τ＝4*Z*(C2+C3)＝4*0.21*(7.65+47)*10^-6＝45.9us

因此，考虑输入电容C3的取值增加时间常数不应该超过200％，否则整个DC-DC转换电路将因为不停检测开路电压而出现间隙性停顿，因此有：

C3<2*C2

在最大功率点追踪电路中输入电容C3的取值范围限定为：

通过上述内容，并结合相关理论以及计算进行验证，得到在本电路中对于输入电容C3的取值范围进行限定，从而达到在采用DC-DC电压转换电路时，能够实现多相DC-DC交错降压，并且在同时关断开关SW1和SW3后，临时把所有的DC-DC电压转换电路的相位全部调整到一致，并制造一个用于测量开路电压V_oc的开路窗口，在测量开路电压V_oc完毕后能够迅速恢复正常的交错降压状态，从而保证了对于当前条件下的最大功率点电压V_mp的持续追踪。

当前条件下为太阳能电池单元阵列1在当前时刻下的光照强度和温度。

从系统角度来看，MPPT功率优化是整个系统的最大功率，因此必然存在通讯系统来通报彼此的状态，以求得到整体最大的功率。主流的方法是采用WiFi，但是WiFi模块本身成本高，在大型太阳能电池单元阵列中，大量的WiFi模块带来严重的无线阻塞，甚至可能导致通讯系统瘫痪。

因此，本实施例采用DC-DC电压转换电路中的纹波电流实现各部分之间的通讯，若干个接线盒之间采用纹波电流建立通讯连接，且接线盒之间通讯解调制的实现采用对纹波电流的频谱分析，针对接线盒之间的通讯，本实施例利用功率变换的主开关本身作为信号发送器，其电感和电容作为载波滤波器，滤除高次谐波，实现了基于电力线本身的单线信号发射。

本实施例的实际工作环境可能包括几十个乃至上百个太阳能电池单元串的串并联阵列，而电流本身的定义就是单位时间通过的电荷，随着时间单位的不同，起伏的噪声复杂且多变，这个时候无法基于简单的信号大小比较来判断，传统的基于幅度来传送的通讯体系无法达到目的，必须寻找能够高度抗干扰的电路结构和解调方法。

本实施例在传统的DC-DC电压转换电路之外增设了一个电流传感器，安装在本级电路的外面，避开了模块自身内部的噪声干扰。配合发射端基于移频键控的发射机制，本实施例对检测到的纹波信号进行整形放大后进行快速傅里叶变换，把检测到一定幅度的移频信号作为1，把基底开关信号视为0。再配合本实施例选择的一组数据，规避了各种信号的交叉调制和各种信号及其高频谐波的交叉调制，这就利用DC-DC电压转换电路本身构成了一个完整的FSK调制和发射。

本实施例为实现若干个接线盒之间的通信，采用直接利用DC-DC电压转换电路的纹波电流进行传送信号，本实施例采用了FSK的调制和解调。

具体调制方式请参照图16，A-PWM-P和A_PWM-N是一对来自MCU的PWM开关信号，分别驱动A通道的上管SW3和SW4；B_PWM-P和B_PWM-N是另一对来自MCU的PWM开关信号，分别驱动B通道的上管SW1和SW2。两个通道的输入和输出完全并联，本身的相位相差180°。Rs左侧的电路是太阳能电池的二极管解析模型，L1/C1和L2/C4为两个通道DC-DC电压转换电路本身的电磁储能元器件，在发射电路中额外充当滤波器。

本实施例所使用的DC-DC电压转换电路有2个工作频率f1和f2，需要传递的信号波特率为B。在需要传递1的时候，DC-DC降压电路的工作频率为f1，需要传递0的时候，DC-DC电压转换电路的工作频率为f2。

请参照图17，本实施例的通讯解调制采用对纹波电流的频谱分析来实现。因此对纹波电流的采样位置非常关键，需要尽可能规避本级DC-DC电压转换电路自身的纹波电流，本实施例选取了如图17中的R40所在的位置，这个位置能够采集到串联阵列中上下级纹波电流形成的纹波，又可以最大限度排除本地纹波电流的影响。

从R40采集到的信号经过图18中的滤波和放大电路，整形后输送到MCU去完成傅里叶变换。检测到门限信号电平以上的f2，则认为接到0信号，检测到门限信号电平以上的f1，则被认为接到1信号。

在本实施例中，由于传递信息的载体是纹波电流，传统上被认为噪声的信号，被传递的信号本身是一串被0和1调制的方波，因此存在大量的高次谐波，如果这种谐波和f1或者f2接近将严重影响通讯。

一串1010组成的波特率为B的二电平数字信号就是频率为B的方波，因此典型的波特率为B的信号可以看成以频率nB为中心的信号群，n为自然数，距离越远，波谱能量越小，n越大，波谱能量越小，因此可以近似把波特率为B的数字信号看成频率为nBHz的一组信号。

在本实施例中，由于DC-DC电压转换电路的主频就是信号载频，频率在25kHz到500kHz之间。和常规的电力线载波通讯比，频率低得多，信号频率则在2.048kHz～8.096kHz之间，信号频率和载波频率的比只有几倍，很难设计出实际意义的带通滤波器。

在工程上为了设计方便，需要限制n的范围。如图19所示，1000Hz的方波信号，5kHz的时候峰值已经只有-19dB，近似衰减到了十分之一，基于此，本实施例选取n为小于等于5的自然数。

在本实施例中，要避免nB影响f1或者f2的识读，需要做出如下规定：

f1±nB≠f2；

f1≠nf2；

f2≠nf1；

nB≠f1；

nB≠f2；

上述不等于的要求为在工程上需要考虑n≤5且保持5％以上的距离，确保能够在通讯中准确辨认。

举例来说：

f1＝100kHz；

f2＝71kHz；

B＝4.096kHz，波特率为4096bps；

因此，上述频率组合可以满足需求。

为了串联阵列多太阳能电池单元阵列降压DC-DC电压转换电路的状态协调，保证处于最大功率输出，本实施例利用降压DC-DC电压转换电路的纹波电流作为载波来为接线盒彼此之间传递信息，最大限度降低了成本，也消除了无线传输系统中的频率拥挤问题。

如图4和图5所示，本实施例使用并联的多相DC-DC电压转换电路作为最大功率跟踪的功率执行电路，和一般的电压源输出多大的电压，电流源的控制目标是输出多大的电流不一样，在本实施例中，这个相位可调的多相交错降压DC-DC电压转换电路的电流源控制目标是输入电压的平均值V’_mp等于当前光照情况下的最大功率点电压V_mp，因此通过本实施例所提出的追踪电路结合与其相对应的追踪方法完成对太阳能电池单元阵列最大功率点的快速追踪。

实施例二

请参照图20-图21，在实施例一的基础上示出了本实施例二的一种具体实施方式，本实施例采用在输入电路C3的旁边加上了一个可控电容C4，在弱光照、深遮蔽的时候和不探测开路电压的时候，通过开启可控电容C4可以临时加大输入电容C3的容值，确保整个电路的工作频率在正常范围，且输入电压的变化在更小的范围，避免因此影响最大功率的获得。

请参照图20，与实施例一不同的是，多相电压转换模块2的输入端还并接有一个可控电容4，可控电容4的一端通过MOSFET开关并联在输入电容3和多相电压转换模块2之间。

在本实施例中，如图21所示，在单个开关周期中上管SW1开关断开，太阳能电池向自身寄生电容C2和DC-DC电压转换电路的输入电容C3充电，此时DC-DC电压转换电路的输入电压Vin遵循下列公式：

单个周期的输入电压V_in最大值，也就是充电到本开关周期结束，下一瞬间上管SW1开关即将开始，则：

其中，V₀是单周期起始阶段上管SW1开关导通T*D后的电压，此时电感上电流最大，太阳能电池单元阵列上的电流最大，因此V₀实际上是单个周期的最低点。

当D接近100％的时候，电感电流接近平均电流时，则：

V₀≈V_oc-Iavg*Z

假定单通道Iavg＝7.5A，Z＝0.21ohm，则：

V₀≈V_oc-1.575

最常见的D＝0.95时，T取10us，t＝0.5us，C2+C3＝20uF，τ＝4.2us，将其带入公式可得：

V_{in max}≈V₀+(V_oc-V₀)*(1-e^-0.1190)≈V₀+(V_oc-V₀)*0.1122

ΔV≈(V_oc-V₀)*0.1122≈0.1767V

由于输入端过大的ΔV则意味着本发明采用的降压DC-DC电压转换电路偏离了实际的工作点，对于12个电池片组成的串联单元，每60mV的电压变化意味着20％的电流变化，意味着在T*(1-D)的时间内工作电流偏离最佳电流20％，因此需要限制ΔV的大小。

从输入端电容充电的电荷平衡出发，可以用下式描述：

I*T*(1-D)＝(C2+C3)*ΔV

I是上管开关SW1关闭期间充电到输入电容C3和C2上的电流，最大等于ΔV/Z，最小为0，T表示周期，因此上式可以转换成：

按照前面所述C2+C3约等于20uF，Z约等于0.21欧姆，则：

在接近直通的状态时，如D＝95％，DC-DC电压转换电路的频率可以低至11.9kHz，但是在深遮蔽状态，D＝10％，要想能够正常工作，频率需要达到238.1kHz。本发明中采用了多路DC-DC电压转换电路交错的方式，可以实现238.1kHz的等效频率，但高频开关的损耗极大，不利于正常状态的电力转换效率，采用变频设计对DC-DC电压转换电路的电感材料选取等带来极高挑战，同时频率的大幅度变化不利于本发明采用的电力线载波通讯。

基于上述的两个考虑，频率变化必须在可以电磁材料便于选择的范围，频率变化不会给通讯带来额外的麻烦，同时太阳能电池单元阵列输出电压波动必须限制在合理范围，否则即使平均电压等于最大功率点电压，实际功率还是会显著低于最大功率。

若干个多相电压转换模块2工作频率F的取值范围为：

上式中，D为DC-DC电压转换电路的开关占空比，C2为太阳能电池单元阵列上固有的寄生电容，C3为输入电容，C4为可控电容，Z为太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻。

如图20所示，采用在输入电路C3的旁边加上了一个可控电容C4，在微弱光线、深遮蔽的时候和不探测开路电压的时候，通过开启可控电容C4可以临时加大输入电容C3的容值，确保整个电路的工作频率在正常范围，同时输入电路的变化在更小的范围，避免因此影响最大功率的获得。

而根据下述公式可知：

如上述的电路参数，C4＝37uF，C2+C3+C4＝57uF，τ＝11.97us，则：

由于周期T与DC-DC电压转换电路的工作频率互为倒数关系，则：

即使深遮蔽，输出电压等于太阳能电池单元阵列的二十分之一，D＝5％，DC-DC电压转换电路的频率大于79.4kHz即可满足要求。

假定正常工作频率定为100kHz，D＝95％，C2+C3+C4＝57uF，τ＝11.97us，在DC-DC电压转换电路上管SW1关闭的时刻，太阳能电池板向C2和C3以及已经选通的C4充电，V_in不断上升，到本周期上管开关SW1关闭最后的瞬间达到最高点，则根据下述公式可知：

上述值是p-p值，实际偏离设定的最大功率点电压V_mp只有其一半，也就是32.35mV，典型的太阳能电池单元阵列有24个单元串联，平均每个单元最大偏离只有1.35mV，电流偏离I_mp<5.5％，加上典型的占空比为95％左右，偏离最大功率低于0.2％，达到本发明的初始设置目标，因此符合实际应用的要求。

本实施例通过在DC-DC电压转换电路的输入端采用了一个可控电容4，针对重遮蔽情况下优化了最大功率利用，在正常工作状态下可以降低纹波，提升功率利用，在测量太阳能电池单元阵列开路电压时可以断开可控电容4，从而不增加测量时间，也提升了功率利用率，且增加了输出功率的平稳。

实施例三

请参照图22，在实施例一和实施例二的基础上，示出了本实施例三的一种具体实施方式，本实施例把交替导通状态的降压DC-DC电压转换电路切换为同相导通状态的降压DC-DC电压转换电路，同时利用移相和占空比管理的方式，在特定的频率范围以及限定大小的输入电容下，可以制造出足够长的开路窗口，从而测出太阳能电池单元阵列的开路电压，进一步推算出当前光照和温度条件下的最大功率点电压。

请参照图22，一种采用上述最大功率点追踪电路持续追踪最大功率点的方法，该方法包括以下步骤：

S1、通过多相电压转换模块采用移相及相位管理的方法制造太阳能电池单元阵列输出电压的开路窗口；

S11、根据公式m≥4*(C2+C3)*Z确定开路窗口所需的时间m；

具体的，可通过同时关断两个DC-DC电压转换电路中的开关SW1和SW3一段时间，让光生电流源向图5中的寄生电容C2和输入电容C3充电，可以临时把所有的DC-DC电压转换电路的PWM相位全部调整到一致，并在开路电压V_oc测量完毕后恢复正常的交错降压状态。

S12、通过MCU指令把交替导通状态的DC-DC电压转换电路切换为同相导通状态的DC-DC电压转换电路。

如图5所示，多相电压转换模块2由一组交替导通的DC-DC电压转换电路并联组成，任何时候总有一路连接在太阳能电池单元阵列上，因此无法测量太阳能电池单元阵列的开路电压。鉴于此，本发明在测量开路电压的时候会临时把交错导通变成同步导通。

如图5所示的两相DC-DC电压转换电路，PhaseA和PhaseB。PhaseA有两个开关元件PhaseA_P和PhaseA_N，分别称为上管和下管，忽略极短的死区时间(在此阶段PhaseP和PhaseA_N都不导通)，其他时候PhaseA_P+PhaseA_N＝1，也就是说PhaseA_P导通的时候PhaseA_N不导通，因此后面仅仅叙述PhaseA_P，PhaseB_P，PhaseA_N和Phase B_N的状态可以由PhaseA_P、PhaseB_P推导出来。

两相交替导通的时候，PhaseA_P导通，T/2时间后PhaseB_P导通。要变成同相开关，PhaseA_P导通后，PhaseB_P不在固定T/2时间后导通，而是继续处于关闭状态，直到T后才导通，此时PhaseA_P也同时导通，这就等于两相DC-DC从交替导通变成同时导通状态，也就是同相状态。上述转变，由控制电路中的MCU中发出指令完成。

S13、在同相位的电压当前周期的占空比脉冲下降沿后，把下一个周期占空比D’调整到小于等于

下一周期脉冲下降沿距离上一周期上升沿时间大于m。

上式中，D表示当前周期的占空比，m表示开路窗口的时间，T表示DC-DC转换电路的开关周期。

在该步骤S1中，制造一个合理时间段内的开路窗口同样是本方法的核心之处，如图11所示，对于稳定的占空比脉冲，当前周期和下一周期的占空比脉冲相差是一个周期T＝360°。假定T＝20us的话，就是相差20us，但是当前周期的下降沿和下一个周期的上升沿差距就缩短到了T*(1-Duty)，Duty是指电源电路中当前开关处于导通状态，对于周期电路，也指当前开关导通状态占据整个周期的百分比，为无量纲数，很多时候直接用百分比表示，因此对于周期电路，也叫占空比。

在太阳能电池单元阵列的应用中，大部分时候电池的离散性很小，Duty往往占据整个周期的70～90％，甚至更高，以Duty为80％，T＝20us计算，当前脉冲的下降沿距离下一个脉冲的上升沿为4us，太阳能电池单元阵列无法在4us内把输入电容C3的电压充到接近开路电压V_oc的水平。本发明采用移相的方法，当前周期的占空比脉冲下降沿后，把下一个周期的相位调整，例如从60°调整到180°，可以多出三分之一个周期的时间，从而让太阳能电池单元阵列在这段时间把输入电容C3的电压充到接近开路电压V_oc的水平，测量出太阳能电池单元阵列准确的开路电压V_oc。

这种改变脉冲相位但不改变占空比的做法对输出电压和电流仅仅有轻微的扰动，不改变平均电压和平均电流，但是，在同相位的电压当前周期的占空比脉冲下降沿后，把下一个周期占空比D，的大小调整到多少依旧是一个需要解决的问题。

为了解决上述问题，在此处需要确定制造的开路窗口的时间m，在绝大多数情况下，Duty占空比都很高，假定占空比达到95％的情况下，即使把初始脉冲的相位调整到0°，把下一个脉冲调到最大相位，在不影响占空比的情况下也只有0.1T，假定周期为20us，能腾出来的空窗时间是2us，无法满足开路电压的取样条件。因此本发明采取在移相管理之外加上了占空比管理。

假定测量开路时间至少需要时间为m，本周期相位调整到0，本周期占空比为D，则下一个周期的占空比D’需要调整到小于等于

其上升沿距离上一个占空比脉冲下降时间大于m。

此时，在开路窗口的时间m内，完成开路电压取样，取样后D’立即恢复成D，这样可以准确地取得太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc，同时可以最大限度减低对输出电压和输出电流的扰动，同时也最大限度不影响从太阳能电池单元阵列取得最大功率点电压V_mp。

在寄生电容C2和输入电容C3的大小确定后，测量太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc需要的时间m便可以确定，假定电压测量精度为1％，则：

m≥4*τ

τ＝(C2+C3)*Z

其中，根据上述内容可知：C2为7.65uF，C2+C3约等于20uF，Z＝0.21ohm，τ＝4.2us，因此m≥16.8us。

S2、获得太阳能电池单元阵列在当前条件下且处于开路窗口内的开路电压V_oc，在制造开路窗口后，并通过计算确定用于测量开路电压V_oc开路窗口的时间m后，可直接对太阳能电池单元阵列在当前条件下且处于开路窗口内的开路电压V_oc进行测量，此处为本领域的常规技术手段，因此不再详细赘述。

S3、采用公式V_mp＝k*V_oc计算当前条件下的最大功率点电压V_mp；

S4、采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证并确认得到最终的最大功率点电压V_mp；

S41、设定DC-DC电压转换电路输入电压的平均值为V’_mp；

S42、在平均值V’_mp周边采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证；

S43、继续采用变步长电量增减法在最大功率点电压V_mp的附近进行小范围验证；

在步骤S42和步骤S43中，采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证，变步长电量增减法为已知的现有技术手段，本实施例采用该方法对步骤S3计算所得到的最大功率点电压V_mp进行自动验证，主要目的是为了提高最大功率点电压V_mp的精确度，同时避免计算所得的最大功率点电压V_mp存在误差，以此达到确保最大功率点电压V_mp追踪的可靠性。

并且在采用现有技术手段的变步长电量增减法时，以达到对变步长电量增减法的验证进行公开的目的，具体如下：

S401、设立DC-DC电压转换电路输入电压的平均值V’_mp＝k*V_oc，记录起始太阳能电池单元阵列输出电压的功率作为当前功率；

S402、当前DC-DC电压转换电路输入电压增加一个当前电压单元V_U，0.5％Voc<V_U<1.5％V_U，并测量得到与太阳能电池单元阵列输出电压的功率作为上一次功率。V_U如此取值是因为本发明采用的开路法需要让太阳能电池单元阵列向其自身寄生电容C2、DC-DC转换电路输入电容C3和可变电容C4充电，4倍时间常数后依旧有1％的负误差，因此初始调整电压单元需要尽快覆盖这一误差，太小或者太大都会大大延长最大功率点的验证；

S403、比较当前功率和上一次功率的大小；

若功率变小，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减少β*V_U，0<β<1，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后进入步骤S4031；

若功率变大，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后进入步骤S4032；

通过上述步骤S401-步骤S403完成了上述步骤S42所提出的验证，即在平均值V’_mp周边采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证，而在步骤S43所提出的小范围验证，则是在步骤S403的基础上实现，具体内容如下：

S4031、在功率变小时，比较当前功率是否大于上一次功率；

若当前功率大于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减小β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后循环至步骤S4031；

若当前功率小于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U；

S4032、在功率变大时，比较当前功率是否大于上一次功率；

若当前功率大于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后循环至步骤S4032；

若当前功率小于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减少β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U。

S44、输出验证结果得到最终的最大功率点电压V_mp。

通过上述的变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证，并采取在预设的平均值V’_mp周边完成第一次验证，随后在最大功率点电压V_mp的附近再次进行小范围验证得到最终的最大功率点电压V_mp，从而实现提高最大功率点电压V_mp追踪的精确度。

S5、根据最终的最大功率点电压V_mp和开路电压V_oc更新公式V_mp＝k*V_oc中的k值；

在步骤S5中，当太阳能电池单元阵列的开路电压V_oc获得后，它的最大功率点电压V_mp可以根据下列公式求得：

V_mp＝k*V_oc

k的典型值介于0.7～0.9之间，早期的k值很低，只有0.7左右，后来工艺改进，很长一段时间提高到0.76，以致公式V_mp＝k*V_oc被称之为0.76定律，今天的主流供应商可以把k提高到0.78～0.81左右。一般太阳能电池组件厂家会在它的数据手册中列明最大功率点电压V_mp和开路电压V_oc，很容易推算出k值。

k值主要由太阳能电池单元阵列的材料和工艺等参数决定，因此在给定的温度环境下可以通过预先的测量来获得特定材料太阳能电池单元阵列的精确k值，也可以根据实际的测量情况，实时更新最新的k值，作为下一个调整周期的预设值，从而达到快速完成最大功率点电压V_mp的追踪。

由于开路电压V_oc和最大功率点电流I_mp的关系是对数关系，小的电压取样误差也会显著影响最大功率点电流I_mp，从而影响真正的最大功率点电压V_mp的发现，因此本实施例在计算出最大功率点电压V_mp后，通过设置DC-DC电压转换电路输入电压的平均值V’_mp，然后采用变步长电量增减法进入一个简短的搜索程序对最大功率点电压V_mp进行验证，从而避免计算所得的最大功率点电压V_mp存在误差，以此达到确保最大功率点电压V_mp追踪的可靠性。

S6、返回步骤S1，对太阳能电池单元阵列进行下一个周期的最大功率点电压V_mp持续追踪。

本发明提出了一个最大功率点快速追踪电路以及与其相对应的追踪方法，并能连续跟踪最大功率点电压和保持太阳能电池单元阵列的最大功率输出，在一组串联的太阳能电池单元阵列中，本发明用一个限定大小的输入电容加一组交替导通的降压DC-DC电压转换电路接在太阳能电池单元阵列上，DC-DC电压转换电路的输出彼此并联，这个DC-DC电压转换电路保持自己的输出电流等于串联阵列电流，输入电压等于最大功率点电压。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似的部分互相参见即可。对于以上各实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

以上实施方式对本发明进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (9)

1.一种太阳能电池最大功率点追踪电路，包括作为光生电流源的太阳能电池组件内的太阳能电池单元阵列(1)，在太阳能电池单元阵列(1)的输出端接入有接线盒，且追踪电路安装在接线盒中，其特征在于，在太阳能电池单元阵列(1)的输出端串接有用于作为追踪最大功率点执行主体的多相电压转换模块(2)，且多相电压转换模块(2)输入电压的平均值与太阳能电池单元阵列(1)在当前条件下的最大功率点电压相等。

2.根据权利要求1所述的最大功率点追踪电路，其特征在于：所述多相电压转换模块(2)的输入端并接有一个限定大小的输入电容(3)，输入电容(3)的大小取值范围为：

上式中，C2表示太阳能电池单元阵列的固有寄生电容，C3表示输入电容，Z表示太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻，L表示太阳能电池单元阵列中电缆长度的电缆电感。

3.根据权利要求1所述的最大功率点追踪电路，其特征在于：所述多相电压转换模块(2)包括由一组交替导通的DC-DC电压转换电路并联组成。

4.根据权利要求1所述的最大功率点追踪电路，其特征在于：若干个接线盒之间采用纹波电流建立通讯连接，且接线盒之间通讯解调制的实现采用对纹波电流的频谱分析。

5.根据权利要求1所述的最大功率点追踪电路，其特征在于：所述多相电压转换模块(2)的输入端还并接有一个可控电容(4)，所述可控电容(4)的一端通过MOSFET开关并联在输入电容(3)和多相电压转换模块(2)之间。

6.根据权利要求1或2或3或5所述的最大功率点追踪电路，其特征在于：若干个多相电压转换模块(2)工作频率F的取值范围为：

上式中，D为DC-DC电压转换电路的开关占空比，C2为太阳能电池单元阵列上固有的寄生电容，C3为输入电容，C4为可控电容，Z为太阳能电池单元阵列从开路电压到最大功率点电压这一区域的平均等效电阻。

7.一种采用上述权利要求1-6任一项所述的最大功率点追踪电路持续追踪最大功率点的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

S1、通过多相电压转换模块制造太阳能电池单元阵列输出电压的开路窗口；

S2、获得太阳能电池单元阵列在当前条件下且处于开路窗口内的开路电压V_oc；

S3、采用公式V_mp＝k*V_oc计算当前条件下的最大功率点电压V_mp；

S4、采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证并确认得到最终的最大功率点电压V_mp；

S5、根据最终的最大功率点电压V_mp和开路电压V_oc更新公式V_mp＝k*V_oc中的k值；

S6、返回步骤S1，对太阳能电池单元阵列进行下一个周期的最大功率点电压V_mp持续追踪。

8.根据权利要求8所述的最大功率点的方法，其特征在于：在步骤S1中，具体过程包括以下步骤：

S11、根据公式m≥4*(C2+C3)*Z确定开路窗口所需的时间m；

S12、通过外部指令把交替导通状态的DC-DC电压转换电路切换为同相导通状态的DC-DC电压转换电路；

S13、在同相位的电压当前周期的占空比脉冲下降沿后，把下一个周期占空比D’调整到小于等于

其上升沿距离上一个占空比脉冲下降时间大于m。

9.根据权利要求7所述的最大功率点的方法，其特征在于：在步骤S4中，具体过程包括以下步骤：

S41、设定DC-DC电压转换电路输入电压的平均值为V’_mp；

S42、在平均值V’_mp周边采用变步长电量增减法对最大功率点电压V_mp进行验证；

S43、继续采用变步长电量增减法在最大功率点电压V_mp的附近进行小范围验证；

S401、设立DC-DC电压转换电路输入电压的平均值V’_mp＝k*V_oc，记录起始太阳能电池单元阵列输出电压的功率作为当前功率；

S402、当前DC-DC电压转换电路输入电压增加一个当前电压单元V_U，0.5％V_oc＜V_U＜1.5％V_oc，并测量得到与太阳能电池单元阵列输出电压的功率作为上一次功率；

S403、比较当前功率和上一次功率的大小；

若功率变小，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减少β*V_U，0＜β<1，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后进入步骤S4031；

若功率变大，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后进入步骤S4032；

S4031、在功率变小时，比较当前功率是否大于上一次功率；

若当前功率大于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减少β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后循环至步骤S4031；

若当前功率小于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U；

S4032、在功率变大时，比较当前功率是否大于上一次功率；

若当前功率大于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压增加β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U，随后循环至步骤S4032；

若当前功率小于上一次功率，则将当前DC-DC电压转换电路输入电压减少β*V_U，把β*V_U赋值到当前电压单元V_U；

S44、输出验证结果得到最终的最大功率点电压V_mp。

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