CN116247950A - 一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路 - Google Patents

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CN116247950A CN202310184923.6A CN202310184923A CN116247950A CN 116247950 A CN116247950 A CN 116247950A CN 202310184923 A CN202310184923 A CN 202310184923A CN 116247950 A CN116247950 A CN 116247950A
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Abstract

本发明公开了一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，本发明设置了高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路，其可以补偿高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路自身中的二极管产生的容性阻抗；当接入低负载，低负载双频补偿支路与高负载双频补偿支路能够协同工作；当接入高负载，高负载双频补偿支路仍能保持较高的工作效率，使得双频宽负载整流电路整体能够保持高工作效率。双频宽负载整流能够根据负载值的变化自适应地将信号导流至低负载双频补偿支路与高负载双频补偿支路从而拓宽了负载范围，并工作在双频，且不需要额外的控制电路，电路结构较简单，有利于减小电路尺寸。本发明广泛应用于电磁能量回收技术领域。

Description

一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路
技术领域
本发明涉及电磁能量回收技术领域，尤其是一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路。
背景技术
随着近年通信技术的不断发展，海量的物联网设备或无线传感器节点用于智能家居、医疗健康、环境监测、自动驾驶等场景中，如何为这些设备供能逐渐成为热门的研究课题。环境电磁能量回收技术能够不受时间、季节与空间的限制持续为设备提供能量，但将电磁能量转化成直流的效率与整流电路这一关键器件息息相关。因为整流电路的负载取值会影响到直流回路，进而影响到二极管的偏置状态。而二极管是非线性器件，因此负载的变化会造成二极管阻抗的变化，很容易造成输入失配。在实际应用中，整流电路所连接设备的内阻值随着设备持续工作会发生变化，这样接入整流电路的负载值并不是电路设计中所选取的最优负载值，此时电磁能量回收系统的效率会迅速降低。因此一款具有宽负载范围的整流电路能够适应更为复杂的现实场景。此外由于环境中的电磁能量分布在多个频段，基于尽可能多地获取并转换更多的电磁能量的需求，在拓宽负载范围的基础上实现双频整流电路设计显得尤为重要。
为了解决负载范围窄的问题，相关技术提供了两种思路。第一种思路是在整流电路与负载间引入DC-DC转换电路或额外的控制电路。但它的引入一方面会增加电路的尺寸与成本，从而降低电路的实用性。另一方面会造成电路额外的功率损耗从而导致系统效率的降低，甚至在低输入功率场景下整流电路无法正常使用。另一种思路是设计如耦合器回收网络、反射功率补偿网络和阻抗压缩网络等新颖的拓扑结构。这些方案一定程度上拓宽了负载范围，但存在大尺寸、引入额外损耗、引入多路负载等问题。此外还有一种相关技术，基于双频阻抗压缩网络的整流电路与无需复杂阻抗匹配的频率选择性整流天线以在拓宽负载范围的同时工作在多个频带，但它们的负载范围仍有提升空间。
发明内容
针对目前的电磁能量回收技术存在的电路尺寸大、额外损耗高、负载适应范围窄等技术问题，本发明的目的在于提供一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路。
本发明实施例包括一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，包括：
输入匹配网络；所述输入匹配网络的输入端用于接收射频信号，对所述射频信号进行阻抗匹配，所述输入匹配网络的输出端用于连接到高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路；
高负载双频电抗补偿支路；
低负载双频电抗补偿支路；所述高负载双频电抗补偿支路和所述低负载双频电抗补偿支路并联连接于所述输入匹配网络的输出端；其中，所述高负载双频电抗补偿支路具有第一电抗补偿值，所述低负载双频电抗补偿支路具有第二电抗补偿值，所述第一电抗补偿值大于所述第二电抗补偿值。
进一步地，所述高负载双频电抗补偿支路包括第一二极管和第一接地耦合线；
所述第一二极管的负极与所述输入匹配网络的输出端连接；
所述第一二极管的正极与所述第一接地耦合线的一端连接，所述第一接地耦合线的另一端接地。
进一步地，所述低负载双频电抗补偿支路包括第二二极管和第二接地耦合线；
所述第二二极管的负极与所述输入匹配网络的输出端连接；
所述第二二极管的正极与所述第二接地耦合线的一端连接，所述第二接地耦合线的另一端接地。
进一步地，所述第一二极管和所述第二二极管为型号相同的肖特基二极管。
进一步地，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
谐波抑制网络；所述谐波抑制网络的输入端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述谐波抑制网络的输出端用于供负载连接。
进一步地，所述谐波抑制网络包括：
第一开路支节；所述第一开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第一开路支节的另一端开路，所述第一开路支节的长度等于具有第一频率的射频信号的四分之一波长；
第二开路支节；所述第二开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第二开路支节的另一端开路，所述第二开路支节的长度等于具有第一频率的射频信号二次谐波的四分之一波长；
第三开路支节；所述第三开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第三开路支节的另一端开路，所述第三开路支节的长度等于具有第二频率的射频信号的四分之一波长；
第四开路支节；所述第四开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第四开路支节的另一端开路，所述第四开路支节的长度等于具有第二频率二次谐波的射频信号的四分之一波长。
进一步地，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
射频源；所述射频源的输出端与所述输入匹配网络的输入端连接，所述射频源用于输出所述射频信号。
进一步地，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
隔直电容；所述隔直电容的一端与所述射频源的输出端连接，所述隔直电容的另一端与所述输入匹配网络的输入端连接。
进一步地，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
介质基板；所述输入匹配网络、所述高负载双频电抗补偿支路和所述低负载双频电抗补偿支路均通过印刷电路工艺固定在所述介质基板上。
进一步地，所述介质基板的材质为Rogers R4003C，所述介质基板的厚度为0.813mm，所述介质基板的介电常数为3.38。
本发明的有益效果是：实施例中的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其中的高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路可以补偿高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路自身中的二极管产生的容性阻抗；当谐波抑制网络所接入的负载为低负载，低负载双频补偿支路与高负载双频补偿支路能够协同工作；当谐波抑制网络所接入的负载为高负载，由于高负载双频补偿支路引入较大的电抗补偿值，因此高负载双频补偿支路仍能保持较高的工作效率，使得双频宽负载整流电路整体能够保持高工作效率。双频宽负载整流能够根据负载值的变化自适应地将信号导流至低负载双频补偿支路与高负载双频补偿支路从而拓宽了负载范围，并工作在双频，且不需要额外的控制电路，电路结构较简单，有利于减小电路尺寸。
附图说明
图1为实施例中基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路的电路原理结构示意图；
图2为实施例中基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路的电路实体结构示意图；
图3为实施例中针对双频宽负载整流电路进行的当输入功率分别为-5与5dBm时，在不同负载值下频率响应效果的仿真和实测结果图；
图4为实施例中针对双频宽负载整流电路进行的当输入功率分别为-5与5dBm时，在不同负载值下效率随输入功率变化的仿真和实测结果图；
图5为实施例中针对双频宽负载整流电路进行的当输入频率为2.49GHz时，在不同输入功率下效率随负载值变化的仿真和实测结果图；
图6为实施例中针对双频宽负载整流电路进行的当输入频率为5.14GHz时，在不同输入功率下效率随负载值变化的仿真和实测结果图；
图7为实施例中针对双频宽负载整流电路进行的当输入功率为5dBm时，在不同频率下效率随负载值变化的实测结果图。
具体实施方式
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路的电路原理结构如图1所示。参照图1，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路包括输入匹配网络、高负载双频电抗补偿支路、低负载双频电抗补偿支路、射频源和隔直电容。其中，通过输入匹配网络、高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路能够实现其基本功能。
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路中的各部件可以通过印刷电路板(PCB)技术，在介质基板上制作出来。可以使用厚度为0.813mm、介电常数为3.38的Rogers R4003C材料作为介质基板。在介质基板的一面，制作出输入匹配网络、高负载双频电抗补偿支路、低负载双频电抗补偿支路、射频源和隔直电容等部件；在介质基板的另一面制作出地板，作为基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路的地线，各部件可以通过穿透介质基板的金属化过孔与介质基板另一面的地板连接，从而实现基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路中各部件的接地。
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路的一种电路实体结构如图2所示。图2所示是从介质基板的制作了各部件的一面看过去的版图，以及其中的线宽等参数。图2各部件的位置与图1中对应相同。
本实施例中，射频源可以输出频率为第一频率或者第二频率的射频信号。具体地，第一频率的大小为2.49GHz，第二频率的大小为5.14GHz。
参照图1，射频源的输出端与输入匹配网络103的输入端连接，射频源输出的射频信号可以进入输入匹配网络103。射频源的输出端与输入匹配网络的输入端之间可以设置隔直电容，从而隔离射频源输出的直流信号。
本实施例中，输入匹配网络起到阻抗匹配的作用。
本实施例中，参照图1，高负载双频电抗补偿支路101和低负载双频电抗补偿支路102并联连接于输入匹配网络103的输出端。
本实施例中，参照图1，高负载双频电抗补偿支路101包括第一二极管2和第一接地耦合线1。其中，第一二极管2的负极与输入匹配网络103的输出端连接，第一二极管2的正极与第一接地耦合线1的一端连接，第一接地耦合线1的另一端接地。第一接地耦合线1的奇偶模阻抗与电长度，会直接影响到高负载双频电抗补偿支路101的工作频率与所补偿的容性阻抗值的大小。
本实施例中，参照图1，低负载双频电抗补偿支路102包括第二二极管4和第二接地耦合线3。其中，第二二极管4的负极与输入匹配网络103的输出端连接，第二二极管4的正极与第二接地耦合线3的一端连接，第二接地耦合线3的另一端接地。第二接地耦合线3的奇偶模阻抗与电长度，会直接影响到低负载双频电抗补偿支路102的工作频率与所补偿的容性阻抗值的大小。
本实施例中，第一二极管和第二二极管均为肖特基二极管，其型号均为BAT15-03w。
本实施例中，第一接地耦合线1和第二接地耦合线3均为接地耦合线，其相对于传统短路短截线具有更高的自由度。因此，对于给定第一频率(2.49GHz)和第二频率(5.14GHz)，通过调节第一接地耦合线1和第二接地耦合线3的奇偶模阻抗与电长度即可控制对应所补偿的容性阻抗值的大小。
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路将用于第一频率(2.49GHz)和第二频率(5.14GHz)这两个工作频率，因此可以将第一接地耦合线1制作成具有第一电抗补偿值的补偿网络，将第二接地耦合线3制作成具有第二电抗补偿值的补偿网络，且在第一频率(2.49GHz)和第二频率(5.14GHz)处第一电抗补偿值均大于第二电抗补偿值，即高负载双频电抗补偿支路101能够引入较大的电抗补偿值，低负载双频电抗补偿支路102能够引入较小的电抗补偿值。
本实施例中，双频宽负载整流电路的工作原理为：高负载双频电抗补偿支路101和低负载双频电抗补偿支路102可以补偿高负载双频电抗补偿支路101和低负载双频电抗补偿支路102自身中的二极管产生的容性阻抗；当谐波抑制网络104所接入的负载为低负载(例如阻值较小的纯电阻)，即工作状态为低负载状态，低负载双频补偿支路102与高负载双频补偿支路101能够协同工作；当谐波抑制网络104所接入的负载为高负载(例如阻值较大的纯电阻)，即工作状态为高负载状态，由于高负载双频补偿支路101引入较大的电抗补偿值，因此高负载双频补偿支路101仍能保持较高的工作效率，使得双频宽负载整流电路整体能够保持高工作效率。高负载双频电抗补偿支路101与低负载双频电抗补偿支路102采用并联的方式相互连接，因此双频宽负载整流能够根据负载值的变化自适应地将信号导流至高负载双频补偿支路101与低负载双频补偿支路102从而拓宽了负载范围，且不需要额外的控制电路，电路结构较简单，有利于减小电路尺寸。
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括谐波抑制网络104。参照图1，谐波抑制网络104的输入端与输入匹配网络103的输出端连接，谐波抑制网络104的输出端用于供负载105连接。
参照图1，谐波抑制网络104包括第一开路支节5、第二开路支节6、第三开路支节7和第四开路支节8。其中，第一开路支节5的一端与输入匹配网络的输出端连接，第一开路支节5的另一端开路；第二开路支节6的一端与输入匹配网络的输出端连接，第二开路支节6的另一端开路；第三开路支节7的一端与输入匹配网络的输出端连接，第三开路支节7的另一端开路；第四开路支节8的一端与输入匹配网络的输出端连接，第四开路支节8的另一端开路。
本实施例中，第一开路支节5的长度等于具有第一频率(2.49GHz)的射频信号的四分之一波长。第二开路支节6的长度等于具有第一频率(2.49GHz)的射频信号二次谐波的四分之一波长。第三开路支节7的长度等于具有第二频率(5.14GHz)的射频信号的四分之一波长。第四开路支节8的长度等于具有第二频率(5.14GHz)二次谐波的射频信号的四分之一波长。因此，通过设置第一开路支节5、第二开路支节6、第三开路支节7和第四开路支节8，谐波抑制网络104能够对输入匹配网络103输出的信号进行谐波抑制。
本实施例中，基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路可以通过以下步骤制作得到：
步骤S1：根据电路的应用和所需频率与功率范围选择合适的二极管；
步骤S2：根据预期的负载范围和工作频率，设计不同的双频电抗补偿支路与谐波抑制网络；
步骤S3：将工作在不同负载值的双频电抗补偿支路、输入匹配网络、谐波抑制网络和负载连接起来，其中各双频电抗补偿支路采用并联的方式相连接；
步骤S4：微调电路的部分参数得到更好的阻抗匹配和效率。
针对基于双频电抗补偿的双频宽负载整流电路的回波损耗当输入功率分别为-5与5dBm时在不同负载值下随频率变化的曲线如图3所示。由图3可知，本整流电路当输入功率分别为-5与5dBm时在不同负载值下电路在2.49GHz和5.14GHz附近实现了良好的匹配，在2.49GHz处回波损耗均低于-10dB，在2.49GHz处回波损耗均低于-7dB，实现了在两个工作频率上的宽负载范围阻抗匹配。
图4是该电路当输入功率分别为-5与5dBm时在不同负载值下效率随输入功率变化的仿真和实测结果图。从图中可以看出，在低输入功率下，整流效率随着负载的增大而增大，这是由于直流回路上二极管的损耗占比减小所导致的；在高输入功率下，整流电路随着负载的增大而减小，这是由于二极管的击穿电压所限制，二极管在高负载下更容易进入饱和状态，效率会迅速降低。
图5是该电路当输入频率为2.49GHz时在不同输入功率下效率随负载值变化的仿真和实测结果图。当输入功率为10dBm时，在负载值为0.5kΩ处实际测试的整流效率达到最大为65.38％。当输入功率为5dBm时，整流效率大于50％的范围是从0.21到5.4kΩ(负载范围比25.7)。实际测试结果和仿真有一定的偏差，这主要是由于电路加工精度和二极管仿真模型的不准确性引起的。
图6是该电路当输入频率为5.14GHz时在不同输入功率下效率随负载值变化的仿真和实测结果图。当输入功率为10dBm时，在负载值为0.2kΩ处实际测试的整流效率达到最大为60.39％。当输入功率为5dBm时，整流效率大于40％的范围是从0.07到4.2kΩ(负载范围比60)。以上结果证明了本发明的设计理论的准确性和可行性。
图7是该电路当输入功率为5dBm时在不同频率下效率随负载值变化的实测结果图。当负载值为0.21kΩ，输入信号功率为5dBm时，在2.4与5.1GHz处实现了54.21％和48.92％的整流效率。同时该电路具有良好的双频特性，当负载范围改变时，在预期的频带内均具有高效率。
综上，本发明提出了一种基于双频电抗补偿的双频宽负载整流电路，该电路通过设计高低负载双频电抗补偿支路后，采用并联的方式相互连接高低负载双频电抗补偿支路，实现了在两个频段上具有宽负载范围的高效整流。
需要说明的是，如无特殊说明，当某一特征被称为“固定”、“连接”在另一个特征，它可以直接固定、连接在另一个特征上，也可以间接地固定、连接在另一个特征上。此外，本公开中所使用的上、下、左、右等描述仅仅是相对于附图中本公开各组成部分的相互位置关系来说的。在本公开中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。此外，除非另有定义，本实施例所使用的所有的技术和科学术语与本技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本实施例说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例，而不是为了限制本发明。本实施例所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的组合。
应当理解，尽管在本公开可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种元件，但这些元件不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的元件彼此区分开。例如，在不脱离本公开范围的情况下，第一元件也可以被称为第二元件，类似地，第二元件也可以被称为第一元件。本实施例所提供的任何以及所有实例或示例性语言(“例如”、“如”等)的使用仅意图更好地说明本发明的实施例，并且除非另外要求，否则不会对本发明的范围施加限制。
应当认识到，本发明的实施例可以由计算机硬件、硬件和软件的组合、或者通过存储在非暂时性计算机可读存储器中的计算机指令来实现或实施。所述方法可以使用标准编程技术-包括配置有计算机程序的非暂时性计算机可读存储介质在计算机程序中实现，其中如此配置的存储介质使得计算机以特定和预定义的方式操作——根据在具体实施例中描述的方法和附图。每个程序可以以高级过程或面向对象的编程语言来实现以与计算机系统通信。然而，若需要，该程序可以以汇编或机器语言实现。在任何情况下，该语言可以是编译或解释的语言。此外，为此目的该程序能够在编程的专用集成电路上运行。
此外，可按任何合适的顺序来执行本实施例描述的过程的操作，除非本实施例另外指示或以其他方式明显地与上下文矛盾。本实施例描述的过程(或变型和/或其组合)可在配置有可执行指令的一个或多个计算机系统的控制下执行，并且可作为共同地在一个或多个处理器上执行的代码(例如，可执行指令、一个或多个计算机程序或一个或多个应用)、由硬件或其组合来实现。所述计算机程序包括可由一个或多个处理器执行的多个指令。
进一步，所述方法可以在可操作地连接至合适的任何类型的计算平台中实现，包括但不限于个人电脑、迷你计算机、主框架、工作站、网络或分布式计算环境、单独的或集成的计算机平台、或者与带电粒子工具或其它成像装置通信等等。本发明的各方面可以以存储在非暂时性存储介质或设备上的机器可读代码来实现，无论是可移动的还是集成至计算平台，如硬盘、光学读取和/或写入存储介质、RAM、ROM等，使得其可由可编程计算机读取，当存储介质或设备由计算机读取时可用于配置和操作计算机以执行在此所描述的过程。此外，机器可读代码，或其部分可以通过有线或无线网络传输。当此类媒体包括结合微处理器或其他数据处理器实现上文所述步骤的指令或程序时，本实施例所述的发明包括这些和其他不同类型的非暂时性计算机可读存储介质。当根据本发明所述的方法和技术编程时，本发明还包括计算机本身。
计算机程序能够应用于输入数据以执行本实施例所述的功能，从而转换输入数据以生成存储至非易失性存储器的输出数据。输出信息还可以应用于一个或多个输出设备如显示器。在本发明优选的实施例中，转换的数据表示物理和有形的对象，包括显示器上产生的物理和有形对象的特定视觉描绘。
以上所述，只是本发明的较佳实施例而已，本发明并不局限于上述实施方式，只要其以相同的手段达到本发明的技术效果，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。在本发明的保护范围内其技术方案和/或实施方式可以有各种不同的修改和变化。

Claims (10)

1.一种基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路包括：
输入匹配网络；所述输入匹配网络的输入端用于接收射频信号，对所述射频信号进行阻抗匹配，所述输入匹配网络的输出端用于连接到高负载双频电抗补偿支路和低负载双频电抗补偿支路；
高负载双频电抗补偿支路；
低负载双频电抗补偿支路；所述高负载双频电抗补偿支路和所述低负载双频电抗补偿支路并联连接于所述输入匹配网络的输出端；其中，所述高负载双频电抗补偿支路具有第一电抗补偿值，所述低负载双频电抗补偿支路具有第二电抗补偿值，所述第一电抗补偿值大于所述第二电抗补偿值。
2.根据权利要求1所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述高负载双频电抗补偿支路包括第一二极管和第一接地耦合线；
所述第一二极管的负极与所述输入匹配网络的输出端连接；
所述第一二极管的正极与所述第一接地耦合线的一端连接，所述第一接地耦合线的另一端接地。
3.根据权利要求2所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述低负载双频电抗补偿支路包括第二二极管和第二接地耦合线；
所述第二二极管的负极与所述输入匹配网络的输出端连接；
所述第二二极管的正极与所述第二接地耦合线的一端连接，所述第二接地耦合线的另一端接地。
4.根据权利要求3所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述第一二极管和所述第二二极管为型号相同的肖特基二极管。
5.根据权利要求1所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
谐波抑制网络；所述谐波抑制网络的输入端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述谐波抑制网络的输出端用于供负载连接。
6.根据权利要求5所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述谐波抑制网络包括：
第一开路支节；所述第一开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第一开路支节的另一端开路，所述第一开路支节的长度等于具有第一频率的射频信号的四分之一波长；
第二开路支节；所述第二开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第二开路支节的另一端开路，所述第二开路支节的长度等于具有第一频率的射频信号二次谐波的四分之一波长；
第三开路支节；所述第三开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第三开路支节的另一端开路，所述第三开路支节的长度等于具有第二频率的射频信号的四分之一波长；
第四开路支节；所述第四开路支节的一端与所述输入匹配网络的输出端连接，所述第四开路支节的另一端开路，所述第四开路支节的长度等于具有第二频率二次谐波的射频信号的四分之一波长。
7.根据权利要求1所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
射频源；所述射频源的输出端与所述输入匹配网络的输入端连接，所述射频源用于输出所述射频信号。
8.根据权利要求1所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
隔直电容；所述隔直电容的一端与所述射频源的输出端连接，所述隔直电容的另一端与所述输入匹配网络的输入端连接。
9.根据权利要求1-8任一项所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路还包括：
介质基板；所述输入匹配网络、所述高负载双频电抗补偿支路和所述低负载双频电抗补偿支路均通过印刷电路工艺固定在所述介质基板上。
10.根据权利要求9所述的基于自适应信号导流的双频宽负载整流电路，其特征在于，所述介质基板的材质为Rogers R4003C，所述介质基板的厚度为0.813mm，所述介质基板的介电常数为3.38。
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