CN116231607A - 一种瞬态电流抑制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种瞬态电流抑制电路，包括主开关、主吸收电路、第一延时开关电路和第二延时开关电路；主开关连接在供电输入端和供电输出端之间，用于控制供电通断；主吸收电路连接在供电输入端和主开关之间，用于吸收供电输入端上电时带来的瞬态电流；第一延时开关电路连接在主吸收电路和第二延时开关电路之间，用于对主吸收电路的电流吸收时间进行计时，当计时到第一延时时间后接通，使第二延时开关电路加电；第二延时开关与主开关连接；用于在加电后，进行加电计时，当计时到第二延时时间后接通，使主开关导通，供电输入端和供电输出端接通。本发明实现对瞬态启动电流的抑制，启动时间可调，有效降低电路热功耗。

Description

一种瞬态电流抑制电路
技术领域
本发明属于电子线路技术领域，具体涉及一种瞬态电流抑制电路。
背景技术
电气设备在正常工作的时候，允许供电电压在一定的范围内波动，波动范围称为电压上限和电压下限。如果供电电压低于电压下限，例如电压瞬断，此时还要求电气设备可以维持正常工作，就需要大容量储能电容为后端负载提供电能。根据后端负载功率的大小和所需维持工作时间，大容量储能电容的容值可以从几百uF到几十mF，甚至更高。
当电气设备初次上电的瞬间，由于大容量储能电容两端的电压为零，并且其内阻ESR都比较小(一般为几十毫欧)，供电线路上就会产生瞬态启动电流。瞬态启动电流会高于设备的额定工作电流几倍甚至几十倍，对供电电源和线路上的元器件都会造成比较严重的干扰，例如对电源供电电流产生冲击和对元器件发热，必须要加以抑制。
对于瞬态启动电流的抑制，可以由专用滤波模块来实现，具有比较好的兼容性。但是专用滤波模块价格比较昂贵，体积较大，并且针对不同应用场景下的瞬态启动电流(电流大小，维持时间等)，用户在参数选择上难以进行灵活的优化，是一个需要解决的实际应用问题。现有的技术解决方案中，单纯的使用功率电阻串接来降低瞬态电流，亦不能有效的解决电气设备启动时间的调节问题。或者使用温度特性元器件(PTC或者NTC电阻)，不仅增加热功耗，还会引进额外的不确定的温度控制参数。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明旨在公开了一种瞬态电流抑制电路，解决对瞬态启动电流的抑制问题。
本发明公开了一种瞬态电流抑制电路，包括：主开关、主吸收电路、第一延时开关电路和第二延时开关电路；
所述主开关连接在供电输入端和供电输出端之间，用于控制供电通断，在供电输入端上电时刻，处于断开状态；
所述主吸收电路连接在供电输入端和主开关之间，用于吸收供电输入端上电时带来的瞬态电流；
所述第一延时开关电路连接在主吸收电路和第二延时开关电路之间，用于对主吸收电路的电流吸收时间进行计时，当计时到第一延时时间后接通，使第二延时开关电路加电；
所述第二延时开关与主开关连接；用于在加电后，进行加电计时，当计时到第二延时时间后接通，使主开关导通，供电输入端和供电输出端接通。
所述辅助吸收电路连接在主开关上，用于在主开关导通瞬间进行瞬态电流的吸收。
进一步地，所述主吸收电路包括功率电阻R1、R2、钽电容C1和肖特基二极管D1、D2、D3；
所述肖特基二极管D1的阳极与供电输入端连接，阴极与功率电阻R1的一端连接；并通过串联的功率电阻R1、R2和钽电容C1接地；肖特基二极管D2和D3并联，并联后的肖特基二极管D2和D3的阳极与电阻R2和钽电容C1的连接端连接，并联后的肖特基二极管D2和D3的阴极与肖特基二极管D1的阴极连接，并与主开关的输入端连接。
进一步地，所述第一延时开关电路包括电阻R3-R8、PMOS管Q1和NPN三极管Q2；
所述电阻R3和R4串联后与钽电容C1并联，电阻R5连接在PMOS管Q1的源、栅极之间，电阻R6连接在PMOS管Q1的栅极和NPN三极管Q2的集电极之间，电阻R7连接在电阻R3和R4的连接端与NPN三极管Q2的基极之间，电阻R8连接在NPN三极管Q2的基极与地之间；NPN三极管Q2的发射极接地；电阻R2和钽电容C1的连接端与PMOS管Q1的源极连接，PMOS管Q1的漏极作为所述第一延时开关电路的输出端与第二延时开关电路的输入端连接。
进一步地，通过调整功率电阻R1、R2，电阻R3、R4、R7、R8的电阻值，以及钽电容C1的电容值设定所述第一延时时间TC1的时间值。
进一步地，所述第二延时开关电路包括电阻R9-R13、电容C2和NPN三极管Q3；
所述电阻R9和R10串联后连接在PMOS管Q1的漏极和地之间；电阻R11连接在电阻R9和R10的连接端和NPN三极管Q3的基极之间；电阻R12连接在NPN三极管Q3的基极和地之间，电容C2连接在NPN三极管Q3的基极和地之间；NPN三极管Q3的发射极接地，电阻R13的一端与NPN三极管Q3的集电极连接，另一端作为第二延时开关电路的输出端与主开关的控制端连接。
进一步地，通过调整电阻R9、R11的电阻值以及电容C2的电容值设定所述第二延时时间TC2的时间值。
进一步地，所述主开关为PMOS管Q4，PMOS管Q4源极与肖特基二极管D1的阴极连接，漏极作为瞬态电流抑制电路的输出端与负载连接，栅极与第二延时开关电路的输出端连接；PMOS管Q4源极和栅极之间连接电阻R14。
进一步地，所述PMOS管Q4的源栅极之间连接有TVS管D4；所述PMOS管Q1的源栅极之间连接有TVS管D5。
进一步地，还包括辅助吸收电路；所述辅助吸收电路连接在主开关上，用于在主开关导通瞬间进行瞬态电流的吸收。
进一步地，所述辅助吸收电路由电容C3和电阻R14组成；所述电容C3和电阻R14并联组成并联电路，并联电路的一端与主开关PMOS管Q4的源极连接，另一端与主开关PMOS管Q4的栅极连接。
本发明可实现以下有益效果之一：
本发明的瞬态电流抑制电路实现了对瞬态启动电流的抑制；在瞬态启动电流发生时，有效降低电路热功耗；储能电容上的电压达规定的阈值，整个供电回路才会开启，控制设备的启动时间；电路拓扑简单，电路参数灵活可配，用硬件电路实现电气设备启动时间的调节。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1为本发明实施例中的瞬态电流抑制电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理。
本发明的一个实施例公开一种瞬态电流抑制电路，如图1所示，包括：主开关、主吸收电路、第一延时开关电路和第二延时开关电路；
所述主开关连接在供电输入端和供电输出端之间，用于控制供电通断，在供电输入端上电时刻，处于断开状态；
所述主吸收电路连接在供电输入端和主开关之间，用于吸收供电输入端上电时带来的瞬态电流；
所述第一延时开关电路连接在主吸收电路和第二延时开关电路之间，用于对主吸收电路的电流吸收时间进行计时，当计时到第一延时时间后接通，使第二延时开关电路加电；
所述第二延时开关与主开关连接；用于在加电后，进行加电计时，当计时到第二延时时间后接通，使主开关导通，供电输入端和供电输出端接通。
具体的，所述主吸收电路包括功率电阻R1、R2、钽电容C1和肖特基二极管D1、D2、D3；
所述肖特基二极管D1的阳极与供电输入端连接，阴极与功率电阻R1的一端连接；并通过串联的功率电阻R1、R2和钽电容C1接地；肖特基二极管D2和D3并联，并联后的肖特基二极管D2和D3的阳极与电阻R2和钽电容C1的连接端连接，并联后的肖特基二极管D2和D3的阴极与肖特基二极管D1的阴极连接，并与主开关的输入端连接。
在供电输入端上电时，供电电源V_IN通过功率电阻(R1+R2)对钽电容C1进行充电，充电时间常数是T1＝(R1+R2)*C1，通过调整R1、R2的电阻值以及钽电容C1的电容值可以改变充电时间常数T1。
初始充电时，钽电容C1两端电压为零，电源线上通过二极管D1的瞬态电流为V_IN/(R1+R2)。此时，由于第一延时开关电路和第二延时开关均未接通，主开关未接通，瞬态电流不能通过主开关到达负载；瞬态电流流入钽电容C1。
具体的，所述第一延时开关电路包括电阻R3-R8、PMOS管Q1和NPN三极管Q2；
所述电阻R3和R4串联后与钽电容C1并联，电阻R5连接在PMOS管Q1的源、栅极之间，电阻R6连接在PMOS管Q1的栅极和NPN三极管Q2的集电极之间，电阻R7连接在电阻R3和R4的连接端与NPN三极管Q2的基极之间，电阻R8连接在NPN三极管Q2的基极与地之间；NPN三极管Q2的发射极接地；电阻R2和钽电容C1的连接端与PMOS管Q1的源极连接，PMOS管Q1的漏极作为所述第一延时开关电路的输出端与第二延时开关电路的输入端连接。
更具体的，通过调整功率电阻R1、R2，电阻R3、R4、R7、R8的电阻值，以及钽电容C1的电容值设定所述第一延时时间TC1的时间值。
图1中，V_Q1_G点的电压为钽电容C1的电压值；C1的电压值由R1、R2的电阻值以及钽电容C1的电容值决定的充电时间常数T1决定；R7和R8串联后与R4并联后得到并联网络在与R3串联后组成电阻网络连接到V_Q1_G点，电阻网络通过对V_Q1_G点的电压进行分流和分压后通过R7和R8的连接端连接NPN三极管Q2的基极。
在本实施例中，由R1、R2的电阻值以及钽电容C1的电容值决定的充电时间常数T1确定后，通过调整电阻网络中电阻R3、R4、R7、R8的电阻值，就可以实现对第一延时时间TC1的时间值的调整，实现了对第一延时开关电路导通的准确延时控制。在此采用由电阻R3、R4、R7和R8组成的电阻网络，实现了分压和分流的作用，从而可以使用低压低功率的NPN三极管Q2，实现对高功率电路的控制，从而在避免了大电流对NPN三极管Q2损坏的同时，又降低了电路的成本。
第一延时开关电路的导通工作过程为，在供电输入端上电后，由功率电阻R1、R2和钽电容C1组成的RC电路吸收电流，钽电容C1上累积的电压增大；钽电容C1的累积电压通过有电阻R3、R4、R7和R8组成的电阻网络的分压加到NPN三极管Q2的基极；当供电输入端上电到第一延时时间TC1时，NPN三极管Q2的基极上的分压足够使NPN三极管Q2导通后，钽电容C1上的累积的电压通过串联的电阻R5、R6与地连接，电阻R5的分压使PMOS管Q1导通，钽电容C1上的累积电压通过导通的PMOS管Q1源、漏极从PMOS管Q1的漏极输出到第二延时开关电路。
具体的，所述第二延时开关电路包括电阻R9-R13、电容C2和NPN三极管Q3；
所述电阻R9和R10串联后连接在PMOS管Q1的漏极和地之间；电阻R11连接在电阻R9和R10的连接端和NPN三极管Q3的基极之间；电阻R12连接在NPN三极管Q3的基极和地之间，电容C2连接在NPN三极管Q3的基极和地之间；NPN三极管Q3的发射极接地，电阻R13的一端与NPN三极管Q3的集电极连接，另一端作为第二延时开关电路的输出端与主开关的控制端连接。
第一延时开关电路导通后，图1中，V_Q1_D点的电压为钽电容C1的电压值；V_Q1_D点的提供的电压为由电阻R9-R12和电容C2组成的阻容网络供电，在阻容网络中，电阻R9、R11和电容C2组成了RC电路；该RC电路的充电时间常数是T2＝(R8+R9)*C2；在RC电路吸收供电电路后，V_Q3_B点上的电压从零充电到NPN三极管Q3的导通电压的时间设定为第二延时时间TC2的时间值；
通过调整电阻R9、R11的电阻值以及电容C2的电容值，可以实现对第二延时时间TC2的时间值的调整，实现了对第二延时开关电路导通的准确延时控制。
第二延时开关电路的导通过程为：当钽电容C1上累积的电压增大到第一延时开关电路接通后，在第二延时开关电路中，钽电容C1上累积的电压通过电阻R9、R11以及电容C2组成的RC电路吸收电流，电容C2上累积的电压上升，当累积到第二延时时间TC2时，V_Q3_B点上电容C2上累积的电压使NPN三极管Q3导通，使主开关的控制端通过电阻R13接地，使主开关接通。
在本实施例中，根据具体的第一延时开关电路和第二延时开关电路可以得到瞬态电流抑制电路由供电输入端上电到主开关导通的总时间，即整个电路的开启时间为，
T开启＝TC1+TC2；
其中，由于第一延时时间TC1，是根据功率电阻(R1+R2)和钽电容C1组成的RC电路的充电时间常数T1＝(R1+R2)*C1决定的，第二延时时间TC2是根据电阻R9、R11和电容C2的RC电路的充电时间常数是T2＝(R8+R9)*C2决定的；并且第一延时时间TC1和第二延时时间TC2均可通过阻容值的改变做出准确的调整。从而实现了本实施例的开启时间可调。
有由于，钽电容C1为大容量储能电容，容值在mF级，使由充电时间常数T1＝(R1+R2)*C1决定的第一延时时间TC1更长；电容C2为普通电容容值在uF级，使由充电时间常数T2＝(R8+R9)*C2决定的第二延时时间TC2更短。通过一长、一短的两个时间之和进行开启时间的控制可以实现对开启时间的准确控制，既实现对瞬态电流的控制，同时又可以尽可能快的实现电源开启。
如图1所示，所述主开关为PMOS管Q4，PMOS管Q4源极与肖特基二极管D1的阴极连接，漏极作为瞬态电流抑制电路的输出端与负载连接，栅极与第二延时开关电路的输出端连接；PMOS管Q4源极和栅极之间连接电阻R14。
更进一步地，所述PMOS管Q4的源栅极之间连接有TVS管D4；所述PMOS管Q1的源栅极之间连接有TVS管D5。以实现对PMOS管Q1和PMOS管Q4的过压保护。
在更有优选的方案中，还包括辅助吸收电路；所述辅助吸收电路连接在主开关上，用于在主开关导通瞬间进行瞬态电流的吸收。
具体的，所述辅助吸收电路由电容C3和电阻R14组成；所述电容C3和电阻R14并联组成并联电路，并联电路的一端与PMOS管Q4的源极连接，另一端与PMOS管Q4的栅极连接。在PMOS管Q4导通时引起的瞬态电流可以通过电容C3的吸收，从而避免了该瞬态电流对负载的影响。
在本实施例中，由于钽电容C1为大容量储能电容，容值在mF级可以实现对大电流(≥3A)供电的瞬态电流抑制。
并且，本实施例中，在供电瞬断后，大容量钽电容C1的放电过程为：钽电容C1放电，由于存在反接的二极管D1，防止了钽电容C1向供电输入端方向放电；由于存在与电阻R1+R2并联的二极管D2、D3，放电时电阻(R1+R2)的电压降就是二极管D2上的电压降，此数值较小，所以电阻(R1+R2)上的热功率也小，有效的降低了电阻(R1+R2)上的热损耗；从而使电源瞬断后，钽电容C1上剩余的能量还能给负载继续供电，在当V_Q2_B降低到阈值电压V_Q2_TH＝0.7V以下的时候，Q1关断；Q2，Q3，Q4也随之关断，电气设备也断电。因此，本实施例可以实现在供电电压瞬断50ms内，仍然可以对负载正常供电。从而保证了供电的可靠性。
综述所述，本发明实施例中的瞬态电流抑制电路实现了对瞬态启动电流的抑制；在瞬态启动电流发生时，有效降低电路热功耗；储能电容上的电压达规定的阈值，整个供电回路才会开启，控制设备的启动时间；电路拓扑简单，电路参数灵活可配，用硬件电路实现电气设备启动时间的调节。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种瞬态电流抑制电路，其特征在于，包括：主开关、主吸收电路、第一延时开关电路和第二延时开关电路；
所述主开关连接在供电输入端和供电输出端之间，用于控制供电通断，在供电输入端上电时刻，处于断开状态；
所述主吸收电路连接在供电输入端和主开关之间，用于吸收供电输入端上电时带来的瞬态电流；
所述第一延时开关电路连接在主吸收电路和第二延时开关电路之间，用于对主吸收电路的电流吸收时间进行计时，当计时到第一延时时间后接通，使第二延时开关电路加电；
所述第二延时开关与主开关连接；用于在加电后，进行加电计时，当计时到第二延时时间后接通，使主开关导通，供电输入端和供电输出端接通。
2.根据权利要求1所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述主吸收电路包括功率电阻R1、R2、钽电容C1和肖特基二极管D1、D2、D3；
所述肖特基二极管D1的阳极与供电输入端连接，阴极与功率电阻R1的一端连接，并通过串联的功率电阻R1、R2和钽电容C1接地；肖特基二极管D2和D3并联，并联后的肖特基二极管D2和D3的阳极与电阻R2和钽电容C1的连接端连接，并联后的肖特基二极管D2和D3的阴极与肖特基二极管D1的阴极连接，并与主开关的输入端连接。
3.根据权利要求1所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述第一延时开关电路包括电阻R3-R8、PMOS管Q1和NPN三极管Q2；
所述电阻R3和R4串联后与钽电容C1并联，电阻R5连接在PMOS管Q1的源、栅极之间，电阻R6连接在PMOS管Q1的栅极和NPN三极管Q2的集电极之间，电阻R7连接在电阻R3和R4的连接端与NPN三极管Q2的基极之间，电阻R8连接在NPN三极管Q2的基极与地之间；NPN三极管Q2的发射极接地；电阻R2和钽电容C1的连接端与PMOS管Q1的源极连接，PMOS管Q1的漏极作为所述第一延时开关电路的输出端与第二延时开关电路的输入端连接。
4.根据权利要求3所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，通过调整功率电阻R1、R2，电阻R3、R4、R7、R8的电阻值，以及钽电容C1的电容值设定所述第一延时时间TC1的时间值。
5.根据权利要求1所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述第二延时开关电路包括电阻R9-R13、电容C2和NPN三极管Q3；
所述电阻R9和R10串联后连接在PMOS管Q1的漏极和地之间；电阻R11连接在电阻R9和R10的连接端和NPN三极管Q3的基极之间；电阻R12连接在NPN三极管Q3的基极和地之间，电容C2连接在NPN三极管Q3的基极和地之间；NPN三极管Q3的发射极接地，电阻R13的一端与NPN三极管Q3的集电极连接，另一端作为第二延时开关电路的输出端与主开关的控制端连接。
6.根据权利要求5所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，通过调整电阻R9、R11的电阻值以及电容C2的电容值设定所述第二延时时间TC2的时间值。
7.根据权利要求2-6任一项所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述主开关为PMOS管Q4，PMOS管Q4源极与肖特基二极管D1的阴极连接，漏极作为瞬态电流抑制电路的输出端与负载连接，栅极与第二延时开关电路的输出端连接；PMOS管Q4源极和栅极之间连接电阻R14。
8.根据权利要求7所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述PMOS管Q4的源栅极之间连接有TVS管D4；所述PMOS管Q1的源栅极之间连接有TVS管D5。
9.根据权利要求8所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，还包括辅助吸收电路；所述辅助吸收电路连接在主开关上，用于在主开关导通瞬间进行瞬态电流的吸收。
10.根据权利要求9所述的瞬态电流抑制电路，其特征在于，所述辅助吸收电路由电容C3和电阻R14组成；所述电容C3和电阻R14并联组成并联电路，并联电路的一端与主开关PMOS管Q4的源极连接，另一端与主开关PMOS管Q4的栅极连接。
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