CN116207503A - 加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线 - Google Patents
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- 239000002184 metal Substances 0.000 claims abstract description 61
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 claims abstract description 61
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims abstract description 16
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 48
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 29
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 17
- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 9
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 6
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 claims description 6
- 239000010949 copper Substances 0.000 claims description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 3
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 claims description 3
- 238000005290 field theory Methods 0.000 claims description 2
- 238000007747 plating Methods 0.000 claims 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 10
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 7
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 5
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 4
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000004378 air conditioning Methods 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000004513 sizing Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
- H01Q9/04—Resonant antennas
- H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/48—Earthing means; Earth screens; Counterpoises
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- H—ELECTRICITY
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- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
- H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
- H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Abstract
本发明涉及加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线，属于射频微波技术领域。本发明提出一种非均匀高阻抗表面结构，在调节谐振频率与反射相位带宽方面具有更多自由度，通过在交叉偶极子天线的下方加载非均匀高阻抗表面结构，实现了天线的宽带化和低剖面，因此本发明天线相较于传统双极化交叉偶极子天线具有更宽带的带宽和更低的剖面。其次，通过在交叉偶极子的其中一个臂内部挖槽，改善了天线在高频段的阻抗匹配，同时，在偶极子周围引入寄生贴片，进一步改善了天线在整个工作频段内的阻抗匹配，扩展了天线的工作带宽。最后，在天线周围加载金属接地墙，扩展天线的波束宽度。本发明双极化天线实现了宽带化、低剖面和较高的端口隔离度。
Description
技术领域
本发明属于射频微波技术领域，涉及加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线。
背景技术
双极化天线(Dual-polarized antenna,DPA)是一种新型天线技术，组合两副极化方向相互正交的天线并同时工作在收发双工模式下。由于其具有极化多样性的特性被广泛应用于移动通信系统中。在各种类型的双极化天线中，平面交叉偶极子天线因具有频带宽、工艺简单、加工成本低等优点被广泛应用，传统平面交叉偶极子的金属反射板的反射相位为180°，因此，当偶极子与金属反射板的距离为0.25个波长时，反射的电磁波与辐射的电磁波干涉相加，提高了辐射效率。虽然可实现良好的宽带工作性能，但其存在剖面高的问题，使其难以与搭载平台进行一体化设计。高阻抗表面(High Impedance Surface，HIS)是一种新型电磁带隙结构，通常在一定的频带内，高阻抗表面结构的表面呈现高阻抗性能，可看作等效磁导体，使反射波与入射波同相，它可以有效的减小天线与金属反射板的距离。利用这一性能，将高阻抗表面与传统天线结合后所形成的新型天线在天线剖面降低方面有着相当显著的优势。但是将传统方形高阻抗表面代替传统的双极化交叉偶极子天线的金属地板后，天线的输入阻抗较高且随频率变化剧烈，导致天线的阻抗匹配差，带宽变窄。且通常需要需借助复杂巴伦来调节天线的阻抗匹配，进而实现较宽的工作带宽，这就导致天线存在设计和加工复杂等问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线。与经典方形高阻抗表面结构相比，非均匀高阻抗表面结构在调节本身谐振频率与反射相位带宽方面具有更多自由度，这也为非均匀高阻抗表面结构与交叉偶极子天线进行一体化设计时，在调节整体阻抗匹配方面提供更多自由度。本发明天线采用交叉偶极子实现正交的双极化特性。采用非均匀高阻抗表面代替传统交叉偶极子天线的金属反射板，改善天线的阻抗匹配以实现带宽增加，同时降低天线的剖面。通过对偶极子臂切角，改变偶极子臂上的表面电流分布，使偶极子臂的电流幅值相等，增强天线的线极化，从而降低天线端口之间的耦合，达到改善隔离度的目的。同时，在偶极子臂上开五边形槽，改善了天线在高频段的阻抗匹配。通过在偶极子臂周围引入寄生三角形寄生贴片进一步改善了天线的阻抗匹配与端口间隔离度。最后，在偶极子周围加载金属接地墙，提高了天线辐射方向图的半功率波束宽度。本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线具有宽带化、低剖面的同时，还具有较高的隔离度。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线，该天线由两层结构组成，包括下层介质基板1和上层介质基板8，所述下层介质基板1和上层介质基板8之间相隔一定距离，由空气相隔；连接上层介质基板8的上表面和下表面的金属部分为内导体通孔20；
所述下层介质基板1上表面设有金属，上表面金属部分包括16个正方形贴片2、24个相同的六边形3和16个等腰梯形4；下层介质基板1四个侧面设有金属接地墙，金属接地墙包括4个长方形贴片5；下层介质基板1的下方设有空气介质6，金属地板7位于空气介质的下方；
所述上层介质基板8上表面和下表面分别设有金属，上表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的左下臂10、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的右下臂12、长微带线13、短微带线14和窄微带线15；下表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的右上臂16、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的左上臂17、四个相同的三角形寄生贴片18和宽微带线19；位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9由左下臂10和右上臂16组成；位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11由右下臂12和左上臂17组成；
所述内导体通孔20有两个，孔壁没有镀铜；其中一个位于长微带线13上，另一个位于短微带线14上，圆形孔21有两个，孔壁有镀铜；其中一个位于短微带线14上，并且将短微带线14与上层介质基板8下表面的宽微带线19连通，另一个位于窄微带线15上，并且将窄微带线15与上层介质基板8下表面的宽微带线19连通；
位于端口一的第一同轴线22的第一外导体23穿过金属地板7、下层介质基板1与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的左上臂17连接；位于端口二的第二同轴线24的第二外导体25穿过金属地板7、下层介质基板1、与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的右上臂16连接；
位于端口一的第一同轴线22的第一内导体26经过长微带线13上的内导体通孔20和长微带线13与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的右下臂12连接，位于端口二的同轴线23的第二内导体27经过短微带线14上的内导体通孔20、短微带线14上的圆形孔21、宽微带线19、窄微带线15上的圆形孔21、窄微带线15与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的左下臂10连接；
在所述所述下层介质基板1中，存在非均匀高阻抗表面结构，由非均匀高阻抗表面单元周期排列而成；非均匀高阻抗表面单元由正方形贴片2、等腰梯形4、下层介质基板1、空气介质6和金属地板7组成；均匀平面波入射到高阻抗表面结构表面时等效为一个单端口网络，其中Z0为自由空间中的波阻抗，Zs为表面阻抗。
可选的，在所述非均匀高阻抗表面结构中，设电磁波的入射方向沿-x轴，电场和磁场的方向分别沿+z轴和+y轴，表面阻抗Zs表示为：
根据电磁场理论，得到入射波和反射波之间的关系：
其中Ei和Hi分别表示入射波的电场强度和入射波的磁场强度，Er和Hr分别表示反射波的电场强度和反射波的磁场强度；
根据传输线理论，该等效网络的反射系数为：
入射波和反射波之间的相位差φ表示为：
当Zs>>Z0时，则φ＝0，即入射波与反射波同相，将表面阻抗Zs设置为远大于自由空间中的波阻抗Z0，用于减小天线与金属反射板的距离，降低天线的剖面；
当高阻抗表面结构谐振时，其表面阻抗为无穷大，谐振频率对应于反射相位φ为0°，反射相位φ在[90°,-90°]之间为同相反射，工作带宽定义为反射相位φ在[90°,-90°]之间对应的频率范围；将非均匀高阻抗表面单元等效为简单电路模型，简单电路模型中，L1表示为等腰梯形4的电感，C1表示为相邻贴片之间引入的缝隙电容，Lg为介质中的电感，ω为角频率；非均匀高阻抗表面单元的谐振频率fa表示为：
通过调节非均匀高阻抗表面单元表面正方形贴片的长度、等腰梯形贴片的高度、方形贴片与等腰梯形贴片之间的距离、所在介质基板的厚度以及介质板距离金属地的距离来调节非均匀高阻抗表面结构的谐振频率。
本发明的有益效果在于：本发明提出一种非均匀高阻抗表面结构，该结构在调节谐振频率与反射相位带宽方面具有更多自由度，通过在交叉偶极子天线的下方加载非均匀高阻抗表面结构，实现了天线的宽带化和低剖面，因此，基于本发明中的高阻抗表面结构所设计的双极化交叉偶极子天线相较于传统双极化交叉偶极子天线具有更宽带的带宽和更低的剖面。其次，通过在交叉偶极子的其中一个臂内部挖槽，改善了天线在高频段的阻抗匹配，同时，在偶极子周围引入寄生贴片，进一步改善了天线在整个工作频段内的阻抗匹配，扩展了天线的工作带宽。最后，在天线周围加载金属接地墙，扩展天线的波束宽度。所以，本发明中所设计的双极化天线实现了宽带化、低剖面和较高的端口隔离度。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线的三维结构示意图；
图2为本发明加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子的侧视结构图；
图3为本发明加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子的馈电结构示意图；
图4为非均匀高阻抗表面结构示意图；
图5为均匀平面波入射到高阻抗表面结构表面时的示意图；
图6为非均匀高阻抗表面单元等效电路示意图；
图7为非均匀高阻抗表面与经典方形高阻抗表面的单元结构反射相位曲线图；
图8非均匀高阻抗表面单元反射相位随方形贴片长度尺寸参数l1的变化图；
图9非均匀高阻抗表面单元反射相位随等腰梯形贴片的高度尺寸参数w1的变化图；
图10非均匀高阻抗表面单元反射相位随方形贴片与等腰梯形贴片之间的距离尺寸参数g的变化图；
图11非均匀高阻抗表面单元反射相位随介质距离金属地的距离尺寸参数h2的变化图；
图12为分别加载非均匀高阻抗表面与经典方形高阻抗表面的双极化天线输入阻抗对比图；
图13为分别加载非均匀高阻抗表面与经典方形高阻抗表面的双极化天线S参数对比图；
图14为本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线的结构演变示意图；
图15为基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线的S参数仿真曲线比较图；
图16为基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线的输入阻抗仿真曲线比较图；
图17为基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线引入金属接地墙前后的S参数仿真对比图；
图18为基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线的S参数仿真曲线图；
图19为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为2.37GHz时E面仿真方向图；
图20为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为2.9GHz时的E面仿真方向图；
图21为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为3.44GHz时的E面仿真方向图；
图22为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为2.37GHz时的H面仿真方向图；
图23为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为2.9GHz时的H面仿真方向图；
图24为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线在频率为2.44GHz时的H面仿真方向图；
图25为本发明基于加载非均匀高阻抗表面结构的宽带双极化交叉偶极子天线的增益仿真曲线图；
图26为本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线具体实施例样品的三维结构尺寸标注图；
图27为本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线具体实施例样品的最上层结构尺寸标注图；
图28为本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线具体实施例样品的中间层结构尺寸标注图。
附图标记：下层介质基板1，正方形贴片2，六边形3，等腰梯形4，长方形贴片5，空气介质6，金属地板7，上层介质基板8，第一偶极子9，左下臂10，第二偶极子11，右下臂12，长微带线13，短微带线14，窄微带线15，右上臂16，左上臂17，三角形寄生贴片18，宽微带线19，内导体通孔20，圆形孔21，第一同轴线22，第一外导体23，第二同轴线24，第二外导体25，第一内导体26，第二内导体27。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线，如图1所示，天线由两层结构组成。下层介质基板1上表面设有金属，上表面金属部分包括16个相同的正方形贴片2、24个相同的六边形3和16个相同的等腰梯形4；下层介质基板1四个侧面设有金属接地墙，金属接地墙包括4个相同的长方形贴片5；下层介质基板1的下方设有空气介质6，金属地板7位于空气介质的下方。
上层介质基板8上表面和下表面分别设有金属，上表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的左下臂10、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的右下臂12、长微带线13、短微带线14和窄微带线15。下表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的右上臂16、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的左上臂17、四个相同的三角形寄生贴片18和宽微带线19。位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9由左下臂10和右上臂16组成。位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11由右下臂12和左上臂17组成。
如图1所示，内导体通孔20有两个，孔壁没有镀铜。其中一个位于长微带线13上，另一个位于短微带线14上，圆形孔21有两个，孔壁有镀铜。其中一个位于短微带线14上，并且将短微带线14与上层介质基板8下表面的宽微带线19连通，另一个位于窄微带线15上，并且将窄微带线15与上层介质基板8下表面的宽微带线19连通。
图2是天线的侧视图。位于端口一的第一同轴线22的第一外导体23穿过金属地板7、下层介质基板1与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的左上臂17连接。位于端口二的第二同轴线24的第二外导体25穿过金属地板7、下层介质基板1、与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的右上臂16连接。
图3是两个馈电端口一和端口二的细节连接图。位于端口一的第一同轴线22的第一内导体26经过长微带线13上的内导体通孔20和长微带线13与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子11的右下臂12连接，位于端口二的同轴线23的第二内导体27经过短微带线14上的内导体通孔20、短微带线14上的圆形孔21、宽微带线19、窄微带线15上的圆形孔21、窄微带线15与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子9的左下臂10连接。
非均匀高阻抗表面结构如图4所示。该结构由非均匀高阻抗表面单元周期排列而成。非均匀高阻抗表面单元由正方形贴片2、等腰梯形4、下层介质基板1、空气介质6和金属地板7组成。图5显示了均匀平面波入射到高阻抗表面结构表面时的模型图，该模型可以等效为一个单端口网络，其中Z0为自由空间中的波阻抗，Zs为表面阻抗。假设电磁波的入射方向沿-x轴，电场和磁场的方向分别沿+z轴和+y轴，表面阻抗Zs可以表示为：
根据电磁场理论，可以得到入射波和反射波之间的关系：
其中Ei和Hi分别表示入射波的电场强度和入射波的磁场强度，Er和Hr分别表示反射波的电场强度和反射波的磁场强度。
根据传输线理论，该等效网络的反射系数为：
入射波和反射波之间的相位差(反射相位)φ可以表示为：
根据上述表达式，当Zs>>Z0时，则φ＝0，即入射波与反射波同相，利用这一特性，将表面阻抗Zs设置为远大于自由空间中的波阻抗Z0，可以有效地减小天线与金属反射板的距离，从而降低天线的剖面。
当高阻抗表面结构谐振时，其表面阻抗为无穷大，谐振频率对应于反射相位φ为0°，反射相位φ在[90°,-90°]之间为同相反射，工作带宽定义为反射相位φ在[90°,-90°]之间对应的频率范围(同相反射带宽)。可以将非均匀高阻抗表面单元等效为图6所示的简单电路模型。其中L1表示为等腰梯形4的电感，C1表示为相邻贴片之间引入的缝隙电容，Lg为介质中的电感，ω为角频率。非均匀高阻抗表面单元的谐振频率fa可以表示为
因此，可以通过调节非均匀高阻抗表面单元表面正方形贴片的长度、等腰梯形贴片的高度、方形贴片与等腰梯形贴片之间的距离、所在介质基板的厚度以及介质板距离金属地的距离来调节非均匀高阻抗表面结构的谐振频率。
通过电磁仿真软件HFSS提取非均匀高阻抗表面单元和相同尺寸的经典方形高阻抗表面单元的反射相位如图7所示，两者曲线基本相似，同相反射带宽均为3.23GHz-4.67GHz。非均匀高阻抗表面单元反射相位为零对应的谐振频率为4GHz。图8～图11展示了非均匀超表面单元的反射相位随表面方形贴片长度l1、等腰梯形贴片的高度w1、表面方形贴片与等腰梯形贴片之间的距离g以及所在介质板与金属地之间的距离h2变化的仿真结果，其中，超表面单元的尺寸展示在图26～图27中。由图8～图11可知，随着方形贴片长度l1、等腰梯形贴片的高度w1、以及所在介质板与金属地之间距离h2的增加，谐振频率和反射相位带宽逐渐向低频移动，随着表面方形贴片与等腰梯形贴片之间距离g的增加，谐振频率和反射相位带宽逐渐向高频移动。因此，与经典的高阻抗表面结构相比，非均匀高阻抗表面结构在调节谐振频率与反射相位带宽方面具有更多自由度，这也为非均匀高阻抗表面结构与交叉偶极子天线进行一体化设计时，在调节整体阻抗匹配方面提供更多自由度。为了验证所设计的非均匀高阻抗表面结构的性能，将非均匀高阻抗表面结构和具有相同尺寸的经典方形高阻抗表面结构同时加载在交叉偶极子天线下方，天线的输入阻抗和S参数如图12和图13所示，由天线输入阻抗图12可以看出，加载非均匀高阻抗表面结构的天线输入电阻部分与加载经典高阻抗表面方形结构的天线输入阻抗部分相比，在工作频段2.26-3.83GHz内更接近50欧姆，且输入电阻变化相对平缓，输入电抗部分也更接近0欧姆。因此，加载非均匀高阻抗表面结构的天线具有更宽的阻抗带宽，如图13中|S11|参数所示。同时由图中可以看出，加载非均匀高阻抗表面结构的天线端口隔离度在工作带宽内大于30dB。
本发明所设计的加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线可以由天线1演进到天线2，再由天线2演进到天线3，最后由天线3演进得到，其演变过程如图14所示，为了对比四个天线的阻抗带宽和S参数，图15和图16分别展示了天线1、2、3与本文提出天线的S参数图和输入阻抗图。天线1包含两层，下层包括非均匀高阻抗表面，上层包括一对正交偶极子、介质基板，偶极子由同轴线馈电。由仿真结果可以看出，天线1在工作频段2.65GHz-3.27GHz内|S11|大于-10dB，且端口隔离度在低频段2.25GHz-2.7GHz小于30dB。因此，天线1的阻抗匹配和端口隔离度需要进一步改善。
因此，为了改善天线的阻抗匹配，天线2在天线1的基础上对交叉偶极子的四个臂进行切角。从图15天线2的S参数可以看出，切角之后扩展了天线2在低频段的阻抗带宽，同时，改善了天线在低频段的端口隔离度。但此时，天线2在高频段的|S11|仍大于-10dB，因此，在天线2的基础上将交叉偶极子其中一个臂内部挖去一个六边形部分得到天线3，由于对交叉偶极子进行内部挖槽，改变了偶极子在3.45GHz附近的表面电流分布，从而改善了天线2在高频段的阻抗匹配。然而，天线3在工作频段3GHz附近的|S11|仍大于-10dB。因此，在天线3的基础上在交叉偶极子附近加载四个三角形寄生贴片，同时，在天线周围加载四个金属接地墙，得到本发明所提出的天线。一般情况下，当在单个偶极子周围引入寄生贴片时，偶极子的谐振长度会增加。这就表明寄生贴片会减小偶极子的电长度，使得偶极子的输入阻抗的容抗部分增加或感抗部分减小，但在宽带双极化天线中引入寄生贴片，会导致天线的输入电抗在容抗与感抗之间波动。从图16中可以看出，由于寄生贴片的引入，天线2在较高频段的输入阻抗的感抗部分减小到零附近，且在较高频段内，感抗变化变得相对平缓。同时，寄生贴片也使得较高频段的输入阻抗的电阻部分减小到50欧姆附近。从而改善了天线2在较高频段的阻抗匹配。此外，在天线周围加载金属接地墙，具有扩宽辐射方向图的作用。半功率波束宽度用于评估天线辐射方向图的特性，同时，将XZ平面定义为水平平面(H面)，将YX平面定义为垂直平面(E面)，且两对交叉偶极子关于E面对称。图17展示了加载金属接地墙前后在对端口一馈电时偶极子1的半功率波束宽度。由图可知，当加载金属接地墙时，天线的半功率波束宽度在低频段明显增加。
本发明所设计的加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线相较于传统的双极化交叉偶极子天线具有更宽的阻抗带宽和较低的剖面。本发明所设计的加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线通过改变寄生贴片和偶极子臂内部槽的大小与位置调节天线的阻抗匹配从而增加天线的阻抗带宽。通过改变偶极子臂切角的大小，改善天线端口间的隔离度和调节天线的阻抗匹配。通过改变偶极子周围金属接地墙的高度，扩展天线的波束宽度。本发明中所设计的双极化天线实现了宽带化、低剖面的同时，还具有较高的端口隔离度。
加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线实施例样品工作中心频率为在3GHz，上层和下层介质基板均采用FR4介质基板，相对介电常数4.4，下层和上层介质基板的厚度分别为1.2mm、1mm。天线的整体尺寸为100mm×100mm×14mm。
实施例中的加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线的剖面为14mm，即0.14λg，其中λg表示工作频率为3GHz时的工作波长。相比传统的距离金属反射板的高度通常为0.25个波长到0.5个波长的平面交叉偶极子天线，该天线的剖面的仅有0.14个波长，因此该天线具有低剖面性能。
本发明加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线结构演变对应的S参数和输入阻抗曲线图如图15和图16所示，所使用的仿真软件为全波电磁仿真软件HFSS。可以看出通过对偶极子切角，改善了天线在2.3GHz-2.8GHz频段之间的阻抗匹配。通过对偶极子内部开槽，改善了天线在3GHz-3.8GHz频段间的阻抗匹配，同时，天线端口间的隔离度满足在整个频段内大于30dB。通过在偶极子周围加载寄生贴片，优化了天线在整个工作频段内的阻抗匹配，使天线的|S11|在整个工作频段内小于-10dB。通过在天线周围加载金属接地墙，提高了天线在2.3GHz-3.5GHz频段内的半功率波束宽度，如图17所示。
图18为本发明实施例样品的S参数仿真曲线图，通过对端口一和端口二进行激励时，天线的极化方向分别是φ＝﹢45°和φ＝﹣45°。图中|S11|表示天线输入端口一反射系数的模值，|S21|表示天线端口一和端口二间隔离度的模值。根据仿真结果可以看出，在2.26GHz-3.83GHz的频带范围内|S11|小于-10dB，阻抗带宽为51.5％。说明了实施例样品天线具有宽带特性。频段内|S21|<-30dB,即端口间的隔离度大于30dB。说明该实施例样品天线的两个信号输入端口具有高的隔离度。本发明实施例样品天线在2.26GHz-3.83GHz的频带范围内具有良好的性能，相对带宽为51.7％，在该频带范围内，|S11|均小于-10dB，|S21|小于-30dB。
本发明加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线实施例样品的E面和H面方向图如图19～图24所示。可以看出在工作频段内天线的交叉极化水平小于-30dB。说明该实施例天线具有良好的交叉极化水平。前后比大于19dB。图25为本发明实施例样品的增益仿真曲线图。在工作频段内，天线的平均增益为9.45dBi，天线的最大增益出现在3.5GHz时，增益为10.7dBi，频段内增益波动为2dBi。
本发明的基于加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线的实施例样品的具体尺寸标注如图26～图28中所示，具体结构各部分尺寸如表1所示。
表1本发明天线样品各部分尺寸(单位：mm)
| 符号 | 数值 | 符号 | 数值 |
| l1 | 7.0 | w1 | 0.7 |
| l2 | 16.5 | w2 | 10.0 |
| l3 | 32.2 | w3 | 80.0 |
| l4 | 20.0 | w4 | 12.5 |
| l5 | 80.0 | h1 | 1.2 |
| l6 | 100.0 | h2 | 4.0 |
| l7 | 10.4 | h3 | 1.0 |
| l8 | 9.0 | h4 | 6.1 |
| l9 | 20.0 | h5 | 11.0 |
| l10 | 6.0 | r1 | 0.5 |
| l11 | 5.1 | r2 | 0.5 |
| l12 | 8.3 |
结合图和以上分析表明，本发明基于加载非均匀高阻抗表面的宽带低剖面双极化交叉偶极子天线的实施例样品具有宽带化、低剖面的同时，还具有较高的端口隔离度。
在此强调，以上实施例仅仅是本发明的一种较好的应用方式，不对本发明的保护范围构成限制，任何对本发明所进行的修改，替换和改进等，都包含在本发明的保护范围之内。。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (2)
1.加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线，其特征在于：该天线由两层结构组成，包括下层介质基板(1)和上层介质基板(8)，所述下层介质基板(1)和上层介质基板(8)之间相隔一定距离，由空气相隔；连接上层介质基板(8)的上表面和下表面的金属部分为内导体通孔(20)；
所述下层介质基板(1)上表面设有金属，上表面金属部分包括16个正方形贴片(2)、24个相同的六边形(3)和16个等腰梯形(4)；下层介质基板(1)四个侧面设有金属接地墙，金属接地墙包括4个长方形贴片(5)；下层介质基板(1)的下方设有空气介质(6)，金属地板(7)位于空气介质的下方；
所述上层介质基板(8)上表面和下表面分别设有金属，上表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子(9)的左下臂(10)、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子(11)的右下臂(12)、长微带线(13)、短微带线(14)和窄微带线(15)；下表面金属部分包括一个位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子(9)的右上臂(16)、一个位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子(11)的左上臂(17)、四个相同的三角形寄生贴片(18)和宽微带线(19)；位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子(9)由左下臂(10)和右上臂(16)组成；位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子(11)由右下臂(12)和左上臂(17)组成；
所述内导体通孔(20)有两个，孔壁没有镀铜；其中一个位于长微带线(13)上，另一个位于短微带线(14)上，圆形孔(21)有两个，孔壁有镀铜；其中一个位于短微带线(14)上，并且将短微带线(14)与上层介质基板(8)下表面的宽微带线(19)连通，另一个位于窄微带线(15)上，并且将窄微带线(15)与上层介质基板(8)下表面的宽微带线(19)连通；
位于端口一的第一同轴线(22)的第一外导体(23)穿过金属地板(7)、下层介质基板(1)与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子(11)的左上臂(17)连接；位于端口二的第二同轴线(24)的第二外导体(25)穿过金属地板(7)、下层介质基板(1)、与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子(9)的右上臂(16)连接；
位于端口一的第一同轴线(22)的第一内导体(26)经过长微带线(13)上的内导体通孔(20)和长微带线(13)与位于θ＝﹣45°方位的第二偶极子(11)的右下臂(12)连接，位于端口二的同轴线(23)的第二内导体(27)经过短微带线(14)上的内导体通孔(20)、短微带线(14)上的圆形孔(21)、宽微带线(19)、窄微带线(15)上的圆形孔(21)、窄微带线(15)与位于θ＝﹢45°方位的第一偶极子(9)的左下臂(10)连接；
在所述所述下层介质基板(1)中，存在非均匀高阻抗表面结构，由非均匀高阻抗表面单元周期排列而成；非均匀高阻抗表面单元由正方形贴片(2)、等腰梯形(4)、下层介质基板(1)、空气介质(6)和金属地板(7)组成；均匀平面波入射到高阻抗表面结构表面时等效为一个单端口网络，其中Z0为自由空间中的波阻抗，Zs为表面阻抗。
2.根据权利要求1所述的加载非均匀高阻抗表面的宽带双极化交叉偶极子天线，其特征在于：在所述非均匀高阻抗表面结构中，设电磁波的入射方向沿-x轴，电场和磁场的方向分别沿+z轴和+y轴，表面阻抗Zs表示为：
根据电磁场理论，得到入射波和反射波之间的关系：
其中Ei和Hi分别表示入射波的电场强度和入射波的磁场强度，Er和Hr分别表示反射波的电场强度和反射波的磁场强度；
根据传输线理论，该等效网络的反射系数为：
入射波和反射波之间的相位差φ表示为：
当Zs>>Z0时，则φ＝0，即入射波与反射波同相，将表面阻抗Zs设置为远大于自由空间中的波阻抗Z0，用于减小天线与金属反射板的距离，降低天线的剖面；
当高阻抗表面结构谐振时，其表面阻抗为无穷大，谐振频率对应于反射相位φ为0°，反射相位φ在[90°,-90°]之间为同相反射，工作带宽定义为反射相位φ在[90°,-90°]之间对应的频率范围；将非均匀高阻抗表面单元等效为简单电路模型，简单电路模型中，L1表示为等腰梯形(4)的电感，C1表示为相邻贴片之间引入的缝隙电容，Lg为介质中的电感，ω为角频率；非均匀高阻抗表面单元的谐振频率fa表示为：
通过调节非均匀高阻抗表面单元表面正方形贴片的长度、等腰梯形贴片的高度、方形贴片与等腰梯形贴片之间的距离、所在介质基板的厚度以及介质板距离金属地的距离来调节非均匀高阻抗表面结构的谐振频率。
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|---|---|---|---|---|
| JP7555796B2 (ja) | 2020-11-10 | 2024-09-25 | 電気興業株式会社 | ダイポールアンテナ、偏波共用アンテナ、および、アレーアンテナ |
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