CN116191027A - 圆极化天线及可穿戴设备 - Google Patents

Abstract

本公开涉及电子设备技术领域，具体提供了一种圆极化天线及可穿戴设备，包括电路板、与电路板间隔设置的环形辐射体、耦合激发单元以及第一调谐元件，耦合激发单元与辐射体靠近且电磁耦合，耦合激发单元包括第一耦合枝节，第一耦合枝节的第一端部与电路板的馈电部电连接，第二端部通过第一调谐元件连接电路板的参考地，耦合激发单元与电路板形成环形的电流回路。本公开实施方式中，由于辐射体与其他电气元件之间无需直接电连接，而且耦合枝节通过第一调谐元件接地，天线设计具有更好的实用性和灵活性。

Description

圆极化天线及可穿戴设备

技术领域

本公开涉及电子设备技术领域，具体涉及一种圆极化天线及可穿戴设备。

背景技术

随着智能可穿戴设备的发展，卫星定位已经成为其最主要的功能之一，为了实现卫星定位和轨迹记录的目的，卫星定位天线是必不可少的。为了增强卫星到地面的传输效率(例如增强穿透能力和覆盖面积等)，卫星向地面的发射天线一般采用右旋圆极化的形式，同样，为了增强定位天线的接收能力，设备的接收天线也应当采用与发射天线旋转方向相同的圆极化天线。

然而，相关技术中，可穿戴设备受限于体积或工业设计，难以实现圆极化天线，而是普遍采用线极化天线，这就导致设备的卫星定位性能较差。然而，和传统的线极化接收天线相比，圆极化接收天线不仅可以把接收到的卫星信号强度提升一倍，而且还可以有效地减小由高楼及地面产生的多径干扰，以达到精准定位的目的。因此从天线的角度看，如何设计出适用于可穿戴设备的圆极化卫星定位天线将是业界亟待解决的问题。

此外，虽然在相关技术中存在使用耦合激发单元对手表的环形金属辐射体进行耦合馈电并实现圆极化天线功能的设计，但是其设计存在较大的缺点或不足，比如对耦合结构尺寸的要求非常苛刻而且还不能应用到不同尺寸的手表中。

发明内容

为提高可穿戴设备的天线性能并克服上述困难，本公开实施方式提供了一种圆极化天线以及具有该圆极化天线的可穿戴设备。

第一方面，本公开实施方式提供了一种圆极化天线，包括：

电路板以及与所述电路板间隔设置的环形辐射体；

耦合激发单元，靠近所述辐射体设置并与所述辐射体电磁耦合，所述耦合激发单元包括第一耦合枝节，所述第一耦合枝节的第一端部与所述电路板的馈电部电连接；

第一调谐元件，所述第一调谐元件的一端与所述第一耦合枝节的第二端部电连接，所述第一调谐元件的另一端与所述电路板的参考地电连接，所述第一调谐元件被配置为调谐所述圆极化天线的谐振频率；

包含所述第一耦合枝节、所述第一调谐元件及所述馈电部的耦合激发单元和所述电路板形成环形的电流回路。

在一些实施方式中，所述耦合激发单元还包括从所述第一端部和/或所述第二端部向外延伸的至少一个延伸枝节，所述至少一个延伸枝节被配置为对所述圆极化天线的谐振频率进行进一步调整。

在一些实施方式中，所述延伸枝节通过第二调谐元件电连接所述电路板的参考地，所述第二调谐元件被配置为对所述圆极化天线的谐振频率进行进一步调整。

在一些实施方式中，所述耦合激发单元还包括第二耦合枝节，所述第二耦合枝节的一端部与所述第一端部重合，另一端部通过第三调谐元件与所述电路板的参考地电连接；

所述第一耦合枝节被配置为与所述辐射体耦合产生第一目标频率的谐振信号，所述第二耦合枝节被配置为与所述辐射体耦合产生第二目标频率的谐振信号；

所述圆极化天线还包括至少一个滤波单元，所述至少一个滤波单元电连接于所述第一耦合枝节和/或所述第二耦合枝节与所述参考地之间的连接电路上。

在一些实施方式中，所述至少一个滤波单元包括第一滤波单元和第二滤波单元，所述第一滤波单元电连接于所述第一耦合枝节与所述电路板的参考地之间的连接电路上，所述第二滤波单元电连接于所述第二耦合枝节与所述电路板的参考地之间的连接电路上；

所述第一滤波单元用于过滤所述第二目标频率的信号，所述第二滤波单元用于过滤所述第一目标频率的信号。

在一些实施方式中，所述辐射体的自谐振频率小于所述第一目标频率且大于所述第二目标频率。

在一些实施方式中，所述第一目标频率包括GPS卫星定位系统的L1频段，所述第二目标频率包括GPS卫星定位系统的L5频段。

在一些实施方式中，所述第一调谐元件包括电感和/或电容。

第二方面，本公开实施方式提供了一种可穿戴设备，包括根据第一方面任意实施方式所述的圆极化天线。

在一些实施方式中，本公开可穿戴设备包括壳体，所述壳体的至少一部分形成所述辐射体。

在一些实施方式中，所述壳体包括非金属材质的中框和金属材质的面框，所述面框设于所述中框一侧端面，所述面框的至少一部分形成所述辐射体。

在一些实施方式中，所述中框与所述面框接触的一侧端面上设置有凹槽，所述耦合激发单元设于所述凹槽内。

在一些实施方式中，所述耦合激发单元设于所述中框内部。

本公开实施方式的圆极化天线，包括电路板、与电路板间隔设置的环形辐射体、耦合激发单元以及第一调谐元件，耦合激发单元靠近辐射体设置且与辐射体电磁耦合，耦合激发单元包括第一耦合枝节，第一耦合枝节的第一端部与电路板的馈电部电连接，第二端部通过第一调谐元件连接电路板的参考地，耦合激发单元与电路板形成环形的电流回路。本公开实施方式中，由于辐射体与其他电气元件之间无需直接电连接，从而可穿戴设备的设计将更加灵活。另外，耦合激发单元通过第一调谐元件接地，既可以适用于自谐振频率较大(也即有效物理尺寸较小)的环形天线辐射体，也可以适用于自谐振频率较小(也即有效物理尺寸较大)的环形天线辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性。

附图说明

为了更清楚地说明本公开具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本公开的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是相关技术中圆极化天线的结构示意图。

图2是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的结构示意图。

图3是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的结构示意图。

图4是根据本公开一些实施方式中可穿戴设备的结构示意图。

图5是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图6是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图7是本公开一些实施方式中第一调谐元件为电感情况下的圆极化天线左旋和右旋区域分布示意图。

图8是本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图9是本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图10是典型右手和左手传输线电路及相应的电磁场和传输方向示意图。

图11是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的原理图。

图12是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图13是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图14是本公开一些实施方式中第一调谐元件为电容情况下的圆极化天线左旋和右旋区域分布示意图。

图15是根据本公开另一些实施方式中的圆极化天线的结构示意图

图16是根据本公开一些实施方式中圆极化天线的性能示意图。

图17是根据本公开另一些实施方式中圆极化天线的结构示意图。

图18是根据本公开另一些实施方式中圆极化天线的结构示意图。

图19是本公开实施方式提供的圆极化天线和相关技术中的圆极化天线的性能对比图。

图20是本公开实施方式提供的圆极化天线和相关技术中的圆极化天线的电流分布示意图。

图21是相关技术中的圆极化天线在不同参数下轴比随频率的变化曲线图。

图22是相关技术中的另一圆极化天线在不同参数下的轴比随频率的变化曲线图。

图23是相关技术中的圆极化天线的电流分布示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本公开的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施方式是本公开一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本公开中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本公开保护的范围。此外，下面所描述的本公开不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

随着智能可穿戴设备的发展，卫星定位已经成为其最主要的功能之一，为了实现卫星定位和轨迹记录的目的，卫星定位天线是其必不可少的。为了增强卫星到地面的传输效率(例如增强穿透能力和覆盖面积等)，卫星向地面的发射天线一般采用右旋圆极化的形式，同样，为了增强定位天线的接收能力，设备的接收天线也应当采用与发射天线旋转方向相同的右旋圆极化天线。

圆极化天线的主要优点是，和线极化天线相比，在天线效率相当的情况下地面设备接收到的卫星信号强度有3dB(也即一倍)左右的提升，同时还能增强卫星定位系统的抑制雨雾干扰和抗多径反射的作用，进而可以得到更精确的定位信息和运动轨迹。

然而，相关技术中，可穿戴设备受限于体积或工业设计，难以实现圆极化天线，而是普遍采用线极化天线，这就导致设备的卫星定位性能较差，特别是在树荫或存在高楼等多径反射的情形下。因此从天线的角度看，如何设计出适用于可穿戴设备的圆极化卫星定位天线将是业界亟待解决的问题。

相关技术中，例如参见本案发明人在中国专利申请CN111916898A和CN112003006A中对于圆极化天线的说明，可穿戴设备等小型电子设备的圆极化天线可以通过对环形辐射体直接馈电并且通过一个或多个调谐元件(例如电容和/或电感)接地产生的旋转电流实现。此外，调谐元件还可对环形天线辐射体的自谐振频率的调整，实现天线系统所需的圆极化天线谐振频率。

在本公开实施方式中，环形天线辐射体的自谐振频率，是指天线辐射体本身固有的谐振频率，由天线辐射体的有效尺寸或有效周长决定，天线系统在未施加调谐元件前的谐振频率为自谐振频率。一般地，环形辐射体的有效尺寸或周长越大，其自谐振频率越低；辐射体的有效尺寸或周长越小，其自谐振频率越高。辐射体的有效尺寸除了和其物理尺寸有关外，还和辐射体周围的物体有关，比如屏幕组件(包括玻璃盖板和显示及触摸部分等)对辐射体的有效尺寸就有较大的影响。此外，由于耦合效应的存在，电路板的形状以及其与辐射体之间的距离也将影响辐射体的有效尺寸。本领域技术人员对此可以理解，本公开不再赘述。

在上述两个专利中，可穿戴设备的圆极化天线均是通过对环形辐射体直接馈电实现的。可穿戴设备以智能手表为例，这种直接馈电的方式非常适合金属中框的手表，也即，可以将手表的金属中框作为圆极化天线的环形辐射体。部分智能手表虽然中框采用非金属，但是会在手表屏幕外围一圈设置金属材质的面框，该面框同样为环形金属材质，因此也可用于实现上述圆极化天线的环形辐射体。然而，对于金属面框的手表而言，由于设备内部空间有限，为实现电路板与环形辐射体的直接电连接同时兼顾屏幕显示区域的尺寸以及防水结构的设计，无疑会影响设备结构和尺寸，为设计带来困难。

为了克服上述直接馈电方案导致的问题，中国专利申请CN110994131A提供的技术方案中，通过一个IFA天线与环形辐射体耦合的方式实现圆极化天线，也即电路板与环形辐射体之间不需要直接电连接，而是耦合连接。为便于清晰描述其方案，图1中(a)和(b)示出了相关技术方案圆极化天线的结构示意图。

如图1中(a)所示，在相关技术方案中，电路板10与金属环20间隔设置，两者无需直接电连接。在两者之间通过IFA天线形成一个与金属环20耦合的IFA激发单元结构，通过该激发单元辐射枝节与金属环20的耦合，在金属环20中产生环形电流，形成圆极化天线。此外，在相关技术给出的图1中(b)所示的扩展方案中，在IFA激发单元的末端还可以包含一个直接回地的电容C，以增加天线设计的自由度。

该方案在实现圆极化时，不仅需要对IFA天线和辐射枝节的枝节长度进行调节，还需要对耦合间距进行必要的调节，导致圆极化天线无论结构复杂度还是实现难度均很高。

更重要的是，本案发明人对此进一步研究发现，图1相关技术方案中，通过IFA天线与金属环耦合对金属环电长度的影响，本质上与发明人在专利CN111916898A中提出的“对环形辐射体直接馈电并通过电容回地”相类似。换言之，上述图1所示的相关技术方案，仅适用于金属环20的自谐振频率大于目标频率的情况，因为通过IFA天线的耦合来实现的圆极化天线的谐振频率将低于金属环20的自谐振频率。

举例来说，以GPS卫星定位天线L1频段的1.575GHz为例，若金属环20的自谐振频率大于1.575GHz比如F0＝1.65GHz，可以利用图1所示的耦合方案来增加金属环的有效电长度，将金属环的谐振频率由1.65GHz降低至1.575GHz，实现GPS圆极化天线。但是，若金属环20的自谐振频率F0＝1.4GHz，其自谐振频率本身已经小于1.575GHz，利用图1所示的耦合方案来增加金属环的有效电长度之后，金属环的谐振频率只会比1.4GHz更小，无法实现GPS圆极化天线。

另外，在图1中(b)所示方案中，即使在IFA天线基础上增加电容C回地，其本质上仍然是在IFA天线的基础上调节天线设计的自由度，并也不会改善由于IFA天线耦合本身带来的缺陷，并且通过研究发现，由于电容C的存在还会进一步恶化圆极化性能，本公开下文中会对此进行说明。

综上所述，图1所示的相关技术方案中，不仅圆极化天线的结构复杂设计难度高，而且仅适用于金属环尺寸较小的情况，这无疑限制了该方案应用于可穿戴设备上的适用性。例如可穿戴设备以智能手表为例，不同用途的手表尺寸不同，这就要求不仅需要在小尺寸手表上设计出所需的圆极化天线，还需要在大尺寸手表上也能设计出所需的圆极化天线。

基于上述相关技术中存在的缺陷，本公开实施方式提供了一种圆极化天线以及具有该圆极化天线的可穿戴设备，旨在不对环形辐射体进行直接电连接(或直接馈电)的情况下实现圆极化天线，而且圆极化天线的谐振频率可以灵活调节，提高设计适用性。尤为重要的是，本案的技术可以应用到具有不同尺寸的金属环的手表上。

本公开示例提供的圆极化天线可以用于实现电子设备的定位天线，例如GPS天线等。在其它实施方式中，该圆极化天线也可以用于实现电子设备的短距离通信天线，例如WIFI天线、蓝牙天线等，或蜂窝通信天线，例如LTE天线等，本申请实施例对此不做限定。

在一些实施方式中，本公开示例的圆极化天线包括：电路板、环形辐射体以及耦合激发单元。

电路板可以为PCB(Printed Circuit Board，印制电路板)，其作为设备的主板，通过在电路板上设置各个电路模块实现对应的功能。或者，电路板也可以为其他类型，例如，PCB板和FPC(Flexible Printed Circuit，柔性印刷板)的结合等，本公开对此不做限定。

对于天线系统，电路板上设有射频馈电电路，射频馈电电路可以是例如射频IC(integrated circuit，集成电路)芯片，射频馈电电路作为天线的激发源，用于为辐射体进行馈电。电路板还包括参考地，参考地是指天线系统的GND(Ground)，作为天线系统的零电位平面，其通常为电路板的铜层，本公开下文所述的“接地”即为与电路板的参考地电连接。

本公开实施方式中，圆极化天线的辐射体为环形结构，其可以作为可穿戴设备的外壳。例如一个示例中，可穿戴设备以智能手表为例，部分智能手表中框采用金属材质，从而环形结构的中框即可作为本公开所述的环形辐射体。例如又一个示例中，部分智能手表的正面设置有一圈金属材质的装饰面框，从而该装饰面框即可作为本公开所述的环形辐射体。本公开对此不作限制。

另外可以理解，本公开实施方式对于辐射体的环形结构的具体形状无需限制，其可以是例如圆环、矩形环、菱形环或者其他形状的环形结构均可，本公开不再赘述。

本公开示例中，辐射体与电路板之间无需直接进行电连接，也即辐射体与电路板间隔设置。例如一个示例中，辐射体环绕设于电路板外围一圈，两者之间形成环形的缝隙。例如另一个示例中，辐射体可以设于电路板上方或者下方，两者间隔一定距离设置。本公开对此不作限制。

耦合激发单元设于电路板与辐射体之间，本公开实施方式中，耦合激发单元包括与辐射体电磁耦合的耦合枝节。电磁耦合是指两个元件不直接接触，若其中一元件的电流或电压发生变化，会影响到另一元件的电性变化，耦合的作用就是把其中一元件的能量输送到另一元件中。

本公开实施方式中，耦合激发单元的耦合枝节需要与电子设备的电路板或主板进行电性连接，耦合枝节的第一端部连接电路板的馈电部，馈电部即为上述的射频馈电电路，从而射频馈电电路可以为耦合枝节进行馈电。耦合枝节的第二端部通过第一调谐元件连接电路板的参考地，形成电流接地。从而，电路板的射频馈电电路(馈电)、耦合枝节、第一调谐元件以及电路板的参考地(接地)即形成一个完整的环形电流回路。

耦合枝节与环形辐射体之间相互靠近，但不直接接触，从而耦合枝节与辐射体形成电磁耦合效果，具有一定长度或弧长的耦合枝节中的电流分布将会牵引环形的辐射体中出现旋转电流，进而使得辐射体产生圆极化谐振，实现圆极化天线，本领域技术人员参照前述给出的相关技术专利即可理解，本公开实施方式不再赘述。

本公开实施方式中，耦合枝节的第二端部并非直接接地，而是通过第一调谐元件连接参考地，第一调谐元件包括电容和/或电感。第一调谐元件的作用，是对辐射体的谐振频率进行调节，从而将辐射体的谐振频率调谐为目标频率。

通过前述可知，本公开实施方式中，定义环形辐射体的有效周长所对应的一个波长的频率为其自谐振频率F0。

结合本案发明人在先专利申请CN111916898A和CN112003006A可以知道，在辐射体自谐振频率为F0情况下，通过电感接地，可以减小辐射体的有效电长度，使得辐射体的谐振频率F大于自谐振频率F0。反之，若通过电容接地，可以增大辐射体的有效电长度，使得辐射体的谐振频率F小于自谐振频率F0。

因此本公开实施方式中，第一调谐元件可以是电感或者电容，在耦合枝节的第二端部通过电感接地时，辐射体的有效电长度将被减小，辐射体的谐振频率F将大于自谐振频率F0。而在耦合枝节的第二端部通过电容接地时，辐射体的有效电长度将被增大，辐射体的谐振频率F将小于自谐振频率F0。

图2和图3分别示出了本公开一些实施方式中圆极化天线的结构，在图2示例中耦合枝节30通过电感接地，在图3示例中耦合枝节30通过电容接地。下面分别结合图2和图3对本公开圆极化天线的实现方式进行说明。

如图2、图3所示，本公开实施方式中，圆极化天线包括电路板10以及与电路板10间隔设置的环形辐射体20。耦合激发单元设于电路板10与辐射体20之间，其包括与辐射体20耦合的耦合枝节30，在本示例中耦合枝节30与辐射体20间隔为g。

在图2和图3示例中，耦合枝节30的第一端部连接电路板10的射频馈电电路，第二端部则通过电感或者电容连接电路板10的参考地。为便于说明，下文中将耦合枝节30与电路板10的射频馈电电路连接点定义为馈电点a，将耦合枝节30与电路板10的参考地连接点定义为接地点b。

在图2示例中，在接地点b，耦合枝节30通过电感与参考地连接。可以理解，在交流电路中，电感两端的电流滞后于电压，因此在图2示例中，耦合枝节30中的电流将从电感回地处流向馈电处并与辐射体20中的固有电流方向相反，两个相反方向电流的耦合叠加使得局部的电流强度减弱并使得辐射体20的有效电长度减小，从而谐振频率将向高频偏移，辐射体的谐振频率F将大于自谐振频率F0。

在图3示例中，在接地点b，耦合枝节30通过电容与参考地连接。可以理解，在交流电路中，电容两端的电流超前于电压，因此在图3示例中，耦合枝节30中的电流将从馈电处流向电容回地处并与辐射体20中的固有电流方向相同，两个相同方向电流的耦合叠加使得局部的电流强度增强并使得辐射体20的有效电长度增大，从而谐振频率将向低频偏移，辐射体的谐振频率F将小于自谐振频率F0。

换言之，本公开实施方式中，耦合枝节30通过第一调谐元件接地，当第一调谐元件选用电感时，即可适用于大尺寸的辐射体20，而当第一调谐元件选用电容时，即可适用于小尺寸的辐射体20，使得圆极化天线设计更加灵活和实用。

例如前文示例中，以GPS卫星定位天线L1频段的1.575GHz为例。在一些示例中，若环形辐射体的物理尺寸较大，其自谐振频率F0＝1.4GHz，则可以采用图2所示结构，其耦合激发单元中的第一调谐元件利用电感接地，从而减小辐射体20的有效电长度，使得谐振频率由1.4GHz增大至1.575GHz，实现GPS圆极化天线。

而在另一些示例中，若环形辐射体的物理尺寸较小，其自谐振频率F0＝1.65GHz，则可以采用图3所示结构，其耦合激发单元中的第一调谐元件利用电容接地，从而增大辐射体20的有效电长度，使得谐振频率由1.65GHz降低至1.575GHz，实现GPS圆极化天线。

在实际的一些圆形手表中，表盘直径46mm左右的手表的自谐振频率可以小于1.575GHz，表盘直径42mm左右的手表的自谐振频率可以大于1.575GHz。

可以理解，本公开实施方式中，一方面，由于辐射体与其他电气元件之间无需直接电连接，从而可穿戴设备的设计将更加灵活。例如以智能手表为例，环形辐射体可以是手表的中框，由于中框无需再与电路板进行直接电连接，从而中框上的电连接结构即可省去，对于高堆叠程度的手表内部设计而言，也就无需预留电连接结构的设计位置，空间堆叠设计更加灵活。又例如，环形辐射体还可以是手表上的金属面框，其原理与前述相同，本公开下文对此实施方式进行说明。

另一方面，耦合激发单元通过第一调谐元件接地，既可以适用于自谐振频率较大(也即有效物理尺寸较小)的辐射体，也可以适用于自谐振频率较小(也即有效物理尺寸较大)的辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性。

本公开下文实施方式中，可穿戴设备将以智能手表为例，分别对第一调谐元件为电感以及电容的情况下，圆极化天线以及可穿戴设备的结构和实现进行说明。

图4示出了本公开一些实施方式中智能手表的剖面结构图和爆炸结构图。如图4所示，在本示例中，智能手表包括中框41和底壳42，中框41作为智能手表的侧面结构，底壳42连接于中框41的下侧端面，从而中框41和底壳42组成手表的外壳结构。

在一些实施方式中，底壳42的中部还设置有心率凸台43，心率凸台43用于安装心率检测装置，从而在用户佩戴手表时，可以对用户进行心率检测。本领域技术人员对此可以理解，本公开不再赘述。

智能手表还包括电路板10和电池60，电路板10和电池60设于中框41和底壳42组成的壳体内部，电路板10作为智能手表的主板，其上集成有各种电路元件，本公开对此不再赘述。

继续参照图4，在本公开示例中，智能手表还包括屏幕组件50和面框20。屏幕组件50是指智能手表正面的显示装置，屏幕组件50装配于中框41的上侧端面上，屏幕组件50可以是任何适于作为显示装置的屏幕类型，例如LCD(Liquid Crystal Display，液晶显示)显示屏、OLED(Organic Light-Emitting Diode，有机发光半导体)显示屏等，本公开对此不作限制。

面框20为金属材质的环形结构，面框20设于屏幕组件50外边缘一圈。金属面框20的作用主要包括两个：一方面可用于手表正面装饰，例如可以在面框20上添加时间刻度作为手表指示刻度，又例如添加各种标尺类刻度作为手表附加功能，再者面框20自身的金属色泽即可作为手表正面的外观装饰；另一方面，面框20可以对屏幕组件50边缘无法显示画面的“黑边”区域进行遮挡，大大提高外观质感，提升用户体验。

本公开示例中，金属面框20即可作为前述圆极化天线的辐射体20，为统一说明，本公开下文中，将面框20表述为辐射体20。结合前文图2、图3所示，在本示例中，耦合激发单元包括耦合枝节30，耦合枝节30的第一端部连接电路板10的射频馈电电路作为馈电端，耦合枝节30的第二端部通过第一调谐元件连接电路板的参考地作为接地端。

下面将以第一调谐器件分别为电感和电容为例，对利用本公开实施方式实现GPS圆极化的方式分别进行说明，也即圆极化天线的目标频率为1.575GHz。

在一些实施方式中，如图4所示，圆极化天线的目标频率为GPS L1频段的1.575GHz。在本公开一个示例中，辐射体20的自谐振频率F0＝1.52GHz，也即辐射体20的自谐振频率F0小于目标频率1.575GHz，也即辐射体20的有效尺寸偏大。根据前述可知，第一调谐元件采用电感，也即耦合枝节30通过电感接地，从而减小辐射体20的有效电长度，谐振频率F将大于自谐振频率F0。

另外，参见图2、图3所示，在本公开示例中，耦合枝节30为圆弧形结构，从而耦合枝节30的长度即可利用第一夹角α和第二夹角β来表示。例如图2所示，馈电点a设于手表6点钟位置，辐射体20的圆心与馈电点a的连线为第一连线，与接地点b的连线为第二连线，由第一连线顺时针转动至第二连线的夹角即为第一夹角α。例如图3所示，馈电点a同样设于手表6点钟位置，辐射体20的圆心与馈电点a的连线为第一连线，与接地点b的连线为第二连线，由第一连线逆时针转动至第二连线的夹角即为第二夹角β。

可以理解，第一夹角α或者第二夹角β越大，则说明耦合枝节30的长度(或弧长)尺寸越大，反之，第一夹角α或者第二夹角β越小，则说明耦合枝节30的长度尺寸越小。因此本公开下文中，将以第一夹角α和第二夹角β来表示耦合枝节30的长度。

图5示出了图4所示的智能手表在手臂佩戴情况下第一夹角α＝70度时，圆极化天线的轴比随电感值的变化曲线。图6示出了图5中电感L＝10nH情况下，圆极化天线的左旋和右旋辐射方向图。

轴比是表征圆极化天线性能的一个重要参数，轴比是指圆极化波的两个正交电场分量的比值，轴比越小表示圆极化性能越好，相反轴比越大表示圆极化性能越差。本公开实施方式中，圆极化天线性能的一个衡量标准是轴比应当小于3dB。同时，本公开实施方式中，定义最佳轴比对应的频率为最佳轴比频率。

通过图5可以看到，在第一夹角α＝70度的情况下，当电感L＝10nH时，圆极化天线的最佳轴比频率为GPS L1的目标频率1.575GHz。另外，基于GPS圆极化可知，GPS卫星向地面的发射天线一般采用右旋圆极化的形式，因此，可穿戴设备的圆极化天线也应当采用右旋圆极化，通过图6可以看到，智能手表的圆极化天线的右旋分量远大于其左旋分量，由此可以证明，本公开实施方式中，利用激发单元形成的右旋圆极化是完全可以满足GPS L1圆极化天线设计要求的。

另外，通过对耦合枝节30的尺寸进一步研究，如图7所示，当第一夹角α位于0～120度范围时，圆极化天线为右旋圆极化，图7中用“+”表示。当第一夹角α位于-120～0度范围时，圆极化天线将变为左旋圆极化，图7中用“-”表示。对于第一夹角α位于120～240度的范围，在智能手表中受限于内部结构往往难以实现，因此本公开对此不予讨论。

而且，当第一夹角α小于90度时，圆极化天线的最佳轴比频率向高频偏移的程度与第一夹角α成正比，并在第一夹角α＝90度时达到最大。而当第一夹角α大于90度小于120度时，最佳轴比频率向高频偏移的程度与第一夹角α成反比。此外，这里需要指出的是，在第一夹角α＝120度左右处直接回地(也即电感值为0nH的情况)也可以得到右旋圆极化天线。

当然，上述结论适用于本案所讨论的电路板10为圆形整板以及间隔g为某一个特定值的情况。本领域技术人员可以根据异型非整板的电路板10以及间隔g为其它值时总结出类似的规律，这里不再赘述。再有，向高频偏移的程度还和激发单元与金属裱框之间的耦合强度成正比。因此为了得到较大幅度的频率偏移，需要增加两者之间的耦合强度；一种增加耦合强度的方法就是减少激发单元和金属裱框之间的间隔g。由于结构的限制，无限地缩小上述间隔g会面临较大的困难。但是，和现有技术相比，由于激发环形回路上电感的引入增加了形成圆极化天线的自由度，进而可以大大地缓解现有技术中对上述间隔的苛刻要求。

在另一些实施方式中，耦合激发单元的第一调谐元件可采用电容，也即耦合枝节30通过电容接地，通过前述可知，通过电容接地可以增大辐射体20的有效电长度，从而，对于较小尺寸的辐射体20，可以将谐振频率F由自谐振频率F0向低频调整。对于电容接地的智能手表结构，本领域技术人员参照图4所示即可理解并充分实现，本公开不再重复示出结构图。

图8示出了智能手表在手臂佩戴情况下第二夹角β＝40度时，圆极化天线的轴比随电容值的变化曲线。图9示出了图8中电容C＝1.0pF情况下，圆极化天线的左旋和右旋辐射方向图。

通过图8可以看到，在第二夹角β＝40度的情况下，当电容C＝1.0pF时，圆极化天线的最佳轴比频率为1.582GHz，与GPS L1的目标频率1.575GHz非常接近。通过图9可以看到，智能手表的圆极化天线的右旋分量远大于其左旋分量，由此可以证明，本公开实施方式中，利用激发单元形成的右旋圆极化是完全可以满足GPS L1圆极化天线设计要求的。

值得说明的是，本公开实施方式中，当激发单元采用电容接地的情况下，激发单元与辐射体之间的相互作用将会形成左/右手复合传输线的特性，该特性会造成圆极化天线在左旋与右旋之间变换，换言之，当激发单元采用电容接地的情况下，圆极化天线的旋向变化将会更加复杂，从而圆极化天线设计的灵活性也更高，下面对此进行说明。

为便于理解左手传输线和右手传输线的物理特征和工作方式，图10中示出了理想右手传输线和左手传输线的等效电路以及相应的电磁场和传输方向示意图。

如图10中(a)和(b)所示，从电路角度讲，右手传输线由等效串联电感L_R和等效并联电容C_R构成，左手传输线由等效串联电容C_L和等效并联电感L_L构成。

参见图10中(a)所示可以看到，右手传输线的传输方向k和坡印廷矢量(Poyntingvector)S的方向相同，也即电场E、磁场H和传播方向k之间符合右手定则，故而称为右手传输线。反之，参见图10中(b)所示可以看到，左手传输线的传输方向k和坡印廷矢量S方向相反，也即电场E、磁场H和传播方向k之间符合左手定则，故而称为左手传输线。右手传输线和左手传输线会得到不同的电流流动方向，也即左手传输线会导致电流朝向相反的方向流动，电流的反向将会导致圆极化天线由原本的右(左)旋变成左(右)旋。而且，当左手和右手传输特性同时存在于一种传输线中时，将该传输线称为左右手复合传输线。

图11示出了本公开实施方式中，利用电容接地的圆极化天线与左右手复合传输线的对应关系。参见图11所示，右手传输线的等效串联电感L_R由耦合枝节30产生，并联电容C_R由耦合枝节30与辐射体20之间的耦合产生。左手传输线的等效并联电感L_L由耦合枝节的馈电分支和接地分支产生，串联电容C_L由接地点处电容产生。由此可见，本公开实施方式中利用电容接地的圆极化天线同时具有左手传输特性和右手传输特征，也即具有左右手复合传输线特性。因此，在电容位置不变的情况下，通过调节电容的电容值可以实现右旋圆极化与左旋圆极化的切换。

值得说明的是，对于利用电感接地的圆极化天线，由于其电路结构中不存在能够激发左手传输线特性的串联电容C_L，因此利用电感接地的圆极化天线只存在右手传输线特征，不存在左右手复合传输线特性。

本公开实施方式中，为证明使用电容接地的圆极化天线中，通过对电容值调节能够得到不同旋转方向的圆极化天线，也即证明在电容接地的圆极化天线中存在左右手复合传输线特性，图12给出了第二夹角β＝40度的情况下，圆极化天线的轴比随不同电容值的变化曲线。通过图12可以看到，当电容值为0.2pF、1.0pF和1.5pF时均可以得到满足轴比小于3dB的圆极化天线，对应的最佳轴比频率分别为1.695GHz、1.582GHz和1.565GHz。

虽然这些轴比都可以满足圆极化天线要求，但是随着电容值变化，其圆极化的旋转方向会发生左旋和右旋的转化。例如当电容值C＝1.0pF时，对应的最佳轴比频率为1.582GHz，其圆极化旋向图参见图9所示，此时为右旋圆极化天线。此外，当最佳轴比频率为1.695GHz(也即C＝0.2pF)时，其圆极化天线也为所需要的右旋圆极化天线。而当电容值C＝1.5pF时，对应的最佳轴比频率为1.695GHz，此时圆极化天线的辐射方向图参见图13所示，通过图13可以看到，此时左旋分量远大于右旋分量，也即圆极化天线变为左旋圆极化天线。

通过上述可知，在利用电容接地的圆极化天线中，通过调整不同电容值即可实现圆极化天线的左旋和右旋变换，而且只有当电容值大于某个阈值时可以实现右旋到左旋的变化。通过进一步研究，本公开实施方式中，在利用电容接地的圆极化天线中，左旋与右旋区域可如图14所示。

在图14所示中，右旋区域用“+”表示，左旋区域用“-”表示。左右手复合传输线区域用“-/+”和“+/-”表示，也即在该区域内可以根据电容值的大小来实现右旋或左旋圆极化天线。特别，符号“-/+”的区域指的是随着电容值的增加，原本左旋的区域会逐渐变成右旋；反之符号“+/-”的区域指的是随着电容值的增加，原本右旋的区域会逐渐变成左旋。因此，在利用电容接地的圆极化天线中，当第二夹角β位于0～20度时，圆极化天线为右旋圆极化。当第二夹角β位于20～70度时，圆极化天线为左右手复合传输线，也即通过调整电容值即可实现右旋与左旋的切换。当第二夹角β位于70～120度时，圆极化天线为左旋圆极化。当第二夹角β位于-120～-70度时，圆极化天线为右旋圆极化。当第二夹角β位于-70～-20度时，圆极化天线为左右手复合传输线，也即通过调整电容值即可实现左旋与右旋的切换。当第二夹角β位于-20～0度时，圆极化天线为左旋圆极化。再有，在本案中对于角度β的绝对值大于120度的情况没有被列入到考虑的范围之内。这是因为如前所述，由于手表内部结构的限制角度的绝对值大于120度的环形激发单元一般是不建议使用的。

当然，上述结论适用于本案所讨论的电路板10为圆形整板以及间隔g为某一个特定值的情况。本领域技术人员可以根据异型非整板的电路板10以及间隔g为其它值时总结出类似的规律，这里不再赘述。再有，向高频偏移的程度还和激发单元与金属裱框之间的耦合强度成正比。因此为了得到较大幅度的频率偏移，需要增加两者之间的耦合强度；一种增加耦合强度的方法就是减少激发单元和金属裱框之间的间隔g。由于结构的限制，无限地缩小上述间隔g会面临较大的困难。但是，和现有技术相比，由于激发环形回路上电容的引入将增加形成圆极化天线的自由度，进而可以大大地缓解现有技术中对上述间隔的苛刻要求。

通过上述可知，本公开实施方式中，通过将耦合激发单元选择电感或电容接地，既可以适用于自谐振频率较大(也即有效物理尺寸较小)的辐射体，也可以适用于自谐振频率较小(也即有效物理尺寸较大)的辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性。而且，对于利用电容接地的圆极化天线，通过在左右手复合传输线区域调整电容值，可以实现左旋圆极化与右旋圆极化的变换，进一步提高本公开圆极化天线的灵活性。

在上文实施方式中，耦合枝节30的馈电和接地均在末端，也即，耦合枝节30的第一端连接馈电，第二端连接接地。而在其它替代实施方式中，耦合激发单元还可以包括在耦合枝节30末端延伸的延伸枝节31。

例如图15所示，(a)和(b)中，在耦合枝节30的其中一端延伸出一部分延伸枝节31，在(c)和(d)中，在耦合枝节30的两端均延伸出一部分延伸枝节31，延伸枝节31相当于将耦合枝节30延长，从而可以进一步对圆极化天线的谐振频率进行微调。延伸出来的枝节部分和天线辐射体20之间的关系等价于增强了激发单元与天线辐射体之间的电容耦合，也即可以起到把谐振频率向高频微调的效果。这样，在第一调谐元件对圆极化天线的谐振频率进行调谐的基础上，通过延伸枝节对圆极化天线的谐振频率进行进一步的调谐，其中，延伸枝节对谐振频率的调节幅度可以小于第一调谐元件对谐振频率的调节幅度，从而使得圆极化天线的谐振频率为目标工作频率。比如，对于电感回地的环形激发单元而言，耦合分支的末端和辐射体之间会产生位于尾部的耦合电容，这个耦合电容的存在将对电感回地产生轴比频率的牵引效果有轻微的减弱作用。相反，对于电容回地的耦合激发单元而言，耦合分支的末端和辐射体之间也会产生位于尾部的耦合电容，但是这个耦合电容的存在将对电容回地产生轴比频率的牵引效果有轻微的增强作用。此外，通过延伸枝节也可以在圆极化天线中融合更多的天线频段，例如2.4GHz的蓝牙和WiFi频段等。

图16示出了图15中(b)所示的圆极化天线的结构，在不同电容值下的轴比变化曲线。为和图8进行对比，第二夹角β＝40度，但是延伸枝节的末端在β＝60度的位置。通过对比图8和图16可以看到，图16中最佳轴比频率为1.57GHz，而图8中最佳轴比频率为1.582GHz，说明在增加延伸枝节31之后，圆极化天线的谐振频率由1.582GHz降低至1.57GHz，充分证明了通过延伸枝节31可以实现对圆极化天线的谐振频率的微调，进一步提高圆极化天线的设计灵活性。

在图17实施方式中，其图15所示的圆极化天线的基础上，还可以对延伸枝节31远离耦合枝节30的一端再通过第二调谐元件接地，第二调谐元件为电感或者电容。也即图17中，延伸枝节31在接地点c通过电感或电容接地。在本示例实施方式中，利用电感或电容对延伸枝节31接地，可以进一步对圆极化天线的谐振频率进行微调，也即，原本的馈电点a和接地点b作为圆极化天线频率调整的主导结构，而延伸枝节31与接地点c形成对圆极化天线频率进行辅助微调的结构，可以对圆极化天线的谐振频率进一步调整，提高圆极化天线的设计灵活性。特别，这里需要指出的是：在一些天线结构中，对于电感回地的激发单元而言，使用非常小的电感(如非常接近或等于0nH的电感)时也可以达到实现圆极化天线的目的。此外，虽然图17中只给出了延伸枝节在激发单元回地末端的情况，但是其延伸枝节也可以类似于图15中的情况：在两激发单元的两端同时存在延伸枝节，本领域技术人员对此可以理解，本公开不再赘述。

在图18实施方式中，耦合枝节30包括第一耦合枝节30-1和第二耦合枝节30-2，第一耦合枝节30-1和第二耦合枝节30-2共用同一个馈电，也即在馈电点a连接电路板10的射频馈电电路。第一耦合枝节30-1与辐射体20间距g1，第二耦合枝节30-2与辐射体20间距g2，g1与g2可以相同也可以不相同。

在第一耦合枝节30-1的一端通过第一调谐器件接地，在图18示例中，第一调谐器件为电感L，在第二耦合枝节30-2的一端通过第三调谐器件接地，在图18示例中，第三调谐器件为电容C，与此同时，在第一耦合枝节30-1和/或第二耦合枝节30-2的接地电路上，还设置有滤波单元，滤波单元可以滤除预设频率的信号。

例如图18示例中，在第一耦合枝节30-1接地电路上设置有第一滤波单元，在第二耦合枝节30-2接地电路上设置有第二滤波单元。

第一滤波单元的作用是过滤第二耦合枝节30-2所产生的谐振信号，第二滤波单元的作用是过滤第一耦合枝节30-1所产生的谐振信号，从而在本公开实施方式中，两个激发单元的信号不会互相干扰，从而利用一个辐射体20即可产生双频圆极化信号。

例如一个示例中，以双频GPS为例，单频GPS是指仅包括GPS L1的1.575GHz频段，而双频GPS是指同时包括GPS L1的1.575GHz和GPS L5的1.176GHz频段，双频GPS具有更高的定位精度。

从而本公开实施方式中，即可选取辐射体20的自谐振频率F0位于1.176GHz与1.575GHz之间，从而通过第一耦合枝节30-1对自谐振频率F0进行调节产生GPS L1频段，通过第二耦合枝节30-2对自谐振频率F0进行调节产生GPS L5频段，而且由于第一滤波单元和第二滤波单元的存在，两路信号不会互相干扰，从而可以同时实现双频GPS圆极化天线。此外，双频GPS圆极化天线也可以在只使用一个滤波器的情况下得到，比如GPS L1是由电感回地获得，GPS L5是由电容回地和电感回地获得，那么只需要在电容回地处使用相应的那个滤波器就可以实现双频GPS天线功能。

在一些实施方式中，对于双频圆极化天线而言，滤波单元至少包括一个即可，也即，可以仅在第一耦合枝节30-1的接地电路上设置滤波单元，或者仅在第二耦合枝节30-2的接地电路上设置滤波单元，同样可以起到上述双频圆极化效果，本公开对此不再赘述。对于双频圆极化天线的具体说明，本领域技术人员可参照本案发明人在先专利申请CN114846696A，毫无疑问可以理解并充分实现，本公开对此不再赘述。

通过上述可知，本公开实施方式中，由于辐射体与其他电气元件之间无需直接电连接，从而可穿戴设备的设计将更加灵活。另外，激发单元通过第一调谐元件接地，既可以适用于自谐振频率较大(也即有效物理尺寸较小)的辐射体，也可以适用于自谐振频率较小(也即有效物理尺寸较大)的辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性。而且，对于利用电容接地的圆极化天线，通过在左右手复合传输线区域调整电容值，可以实现左旋圆极化与右旋圆极化的变换，进一步提高本公开圆极化天线的灵活性。

为了进一步阐述本公开实施方式相对于图1所示的基于IFA激发单元的圆极化天线的优势，下面将对两种方案进行较详细的仿真对比。为了完成上述对比，下面将使用一个简单的手表天线结构进行仿真。特别，在该仿真结构中只存在天线所需要的必要金属元素：环形辐射体、电路板以及相应的耦合激发单元。

图19给出了在两种激发单元的耦合枝节的长度均为第二夹角β＝30度并且与环形辐射体20之间的间隔g＝1mm时，两者之间的天线轴比对比图。特别，相关技术中使用的是原始的IFA耦合激发单元(也即无电容的情况)，也即图1中(a)所示结构。

从图19中可以看出，当使用原始的IFA耦合激发单元时，天线的轴比无法满足小于3dB的圆极化条件。但是当使用本公开的环形激发单元时，通过对接地电容值的调节，可以对轴比进行非常有效的调节，而且当电容C＝0.3pF轴比达到最佳。

为了进一步说明产生上述结果的原因，图20给出了使用两种不同激发单元时在激发单元上的电流分布图。从图20中可以看出，在本公开的环形激发单元的耦合枝节上，其电流强度在不同的位置是均为分布的，但是在IFA激发单元的耦合枝节上，其电流强度在不同的位置是非均为分布的，而且越靠近IFA天线的末端电流的强度越小。IFA耦合枝节上的不均匀的电流强度分布导致耦合的效果欠佳，进而在间隔g固定的情况下无法得到满足轴比要求的圆极化天线。反之，本公开环形耦合枝节上均匀电流强度分布可以增强耦合的效果，此外接地电容的存在也更进一步增加了对轴比的调节自由度，进而减轻了圆极化天线的设计难度。

事实上，在使用相关技术的IFA耦合激发单元时，为了得到能够满足轴比要求的圆极化天线，在耦合枝节长度(也即第二角度β)固定的情况下，必须对耦合枝节与辐射体之间的间隔g进行必要的调节。图21给出了耦合枝节具有不同的长度(也即不同的第二角度β)时，达到最佳轴比时对应的间隔g。

从图21中可以看出，为了把第二角度β＝30度时的轴比调整到满足圆极化天线要求，其间隔g必须从原始的1.0mm调整至2.9mm。从图21中还可以看出为了在在β＝10度和50度时得到满足圆极化天线的最佳轴比，其间隔g需要分别调整至1.4mm和3.3mm。为了得到满足要求的圆极化天线需要同时对耦合枝节的程度以及其和环形辐射体之间的间隔无疑增加了天线的设计难度。

此外，虽然在现有技术的扩展方案中可以在IFA耦合分支上施加一个电容，具体如图1中(b)所示，但是研究发现，上述电容的施加并不能对天线轴比的调节起到正面的作用。为了说明上述问题，图22给出了其扩展方案中轴比随着不同电容值的变化曲线，为了和原始的IFA耦合单元方案对比，IFA分支上无电容的轴比也同时在图22中给出。

从图22在可以看出，在IFA耦合枝节上施加了电容后，和没有电容的情况相比，天线的轴比更加远离3dB的圆极化要求。这是因为在IFA耦合枝节上施加了额外的电容后，在该耦合枝节上将产生两个旋转方向相反的电流回路，具体如图23所示。从图23中可以看出，虽然在IFA天线的接地点和馈电点之间的电流是顺时针的，但是在馈电点和电容回地点之间的电流是逆时针的。正是由于上述相反电流回路的存在，导致在IFA的耦合枝节上施加了一个回地电容后并没有对天线的轴比起到正向的作用。由此可见，在图1公开方案中，在IFA耦合枝节增加电容回地，不仅不能提高圆极化性能，反而还会进一步恶化圆极化性能。

由此可见，本公开实施方式中，激发单元通过第一调谐元件接地，既可以适用于自谐振频率较大(也即有效物理尺寸较小)的辐射体，也可以适用于自谐振频率较小(也即有效物理尺寸较大)的辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性，而且，相比于图1公开方案，还具有更好的圆极化性能，提高天线效率。

在上文实施方式示例中，辐射体20利用智能手表的面框来实现，在其他实施方式中，辐射体20也可以是智能手表的中框41，其实现与前述相同，本领域技术人员参照前述即可理解，本公开对此不再赘述。

在一些实施方式中，本公开提供了一种可穿戴设备，该设备包括上述任意实施方式的圆极化天线。

圆极化天线可以包括一个或多个天线，例如，圆极化天线可以包括GPS天线，GPS天线的工作频段例如可以包括GPS L1和L5频段，从而实现双频GPS天线。

本公开实施方式中，对于可穿戴设备的类型不作限制，其可以是任何适于实施的设备类型，例如智能手表、智能手环、TWS耳机、智能眼镜、智能服饰、AR/VR头盔等，本公开对此不作限制。

在一些实施方式中，可穿戴设备可以是如图4所示的智能手表，参见图4所示，耦合枝节30可以内嵌设于中框41内部，例如一个示例中，中框41采用塑胶材料注塑成型，从而在中框41注塑过程中，可以将耦合枝节30设于中框41内部。

在另一些实施方式中，耦合枝节30也可以设于中框41的端面上，例如图4所示，可以在中框41与面框20接触的端面开设凹槽，将耦合枝节30设于凹槽中，从而实现耦合枝节30与面框20的耦合连接。本领域技术人员对此可以理解，本公开不再赘述。

通过上述可知，本公开实施方式中，由于辐射体与其他电气元件之间无需直接电连接，从而可穿戴设备的设计将更加灵活。另外，激发单元通过第一调谐元件接地，既可以适用于自谐振频率较大的辐射体，也可以适用于自谐振频率较小的辐射体，天线设计具有更好的实用性和灵活性。而且，对于利用电容接地的圆极化天线，通过在左右手复合传输线区域调整电容值，可以实现左旋圆极化与右旋圆极化的变换，比如通过对电容值的调节可以在本该左旋圆极化区域内得到右旋圆极化天线，进一步提高本公开圆极化天线的灵活性。

显然，上述实施方式仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本公开创造的保护范围之中。

Claims (10)

1.一种圆极化天线，其特征在于，包括：

电路板以及与所述电路板间隔设置的环形辐射体；

耦合激发单元，靠近所述辐射体设置并与所述辐射体电磁耦合，所述耦合激发单元包括第一耦合枝节，所述第一耦合枝节的第一端部与所述电路板的馈电部电连接；

第一调谐元件，所述第一调谐元件的一端与所述第一耦合枝节的第二端部电连接，所述第一调谐元件的另一端与所述电路板的参考地电连接，所述第一调谐元件被配置为调谐所述圆极化天线的谐振频率；

包含所述第一耦合枝节、所述第一调谐元件及所述馈电部的耦合激发单元和所述电路板形成环形的电流回路。

2.根据权利要求1所述的圆极化天线，其特征在于，

所述耦合激发单元还包括从所述第一端部和/或所述第二端部向外延伸的至少一个延伸枝节，所述至少一个延伸枝节被配置为对所述圆极化天线的谐振频率进行进一步的调整。

3.根据权利要求2所述的圆极化天线，其特征在于，

所述延伸枝节通过第二调谐元件电连接所述电路板的参考地，所述第二调谐元件被配置为对所述圆极化天线的谐振频率进行进一步的调整。

4.根据权利要求1至3任一项所述的圆极化天线，其特征在于，

所述耦合激发单元还包括第二耦合枝节，所述第二耦合枝节的一端部与所述第一端部重合，另一端部通过第三调谐元件与所述电路板的参考地电连接；

所述第一耦合枝节被配置为与所述辐射体耦合产生第一目标频率的谐振信号，所述第二耦合枝节被配置为与所述辐射体耦合产生第二目标频率的谐振信号；

所述圆极化天线还包括至少一个滤波单元，所述至少一个滤波单元电连接于所述第一耦合枝节和/或所述第二耦合枝节与所述参考地之间的连接电路上。

5.根据权利要求4所述的圆极化天线，其特征在于，

所述至少一个滤波单元包括第一滤波单元和第二滤波单元，所述第一滤波单元电连接于所述第一耦合枝节与所述电路板的参考地之间的连接电路上，所述第二滤波单元电连接于所述第二耦合枝节与所述电路板的参考地之间的连接电路上；

所述第一滤波单元用于过滤所述第二目标频率的信号，所述第二滤波单元用于过滤所述第一目标频率的信号。

6.根据权利要求4或5所述的圆极化天线，其特征在于，

所述辐射体的自谐振频率小于所述第一目标频率且大于所述第二目标频率。

7.根据权利要求4至6中任一项所述的圆极化天线，其特征在于，

所述第一目标频率包括GPS卫星定位系统的L1频段，所述第二目标频率包括GPS卫星定位系统的L5频段；或

所述第一调谐元件包括电感和/或电容。

8.一种可穿戴设备，其特征在于，包括：

根据权利要求1至7中任一项所述的圆极化天线；

壳体，所述壳体的至少一部分形成所述辐射体。

9.根据权利要求8所述的可穿戴设备，其特征在于，

所述壳体包括非金属材质的中框和金属材质的面框，所述面框设于所述中框一侧端面，所述面框的至少一部分形成所述辐射体。

10.根据权利要求9所述的可穿戴设备，其特征在于，

所述中框与所述面框接触的一侧端面上设置有凹槽，所述耦合激发单元设于所述凹槽内；

或者，

所述耦合激发单元设于所述中框内部。

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