CN116094887B - 基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法 - Google Patents

基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及上行链路调制技术领域，涉及一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法，包括：一、双频可重构带阻滤波器和整流电路接收来自基站的基频信号f0；二、f0无损通过双频可重构带阻滤波器后到达整流电路，整流电路对f0进行整流，产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；三、直流信号从整流电路输出端上的直流输出滤波器输出到后续的电源管理单元中，二次谐波和三次谐波被直流输出滤波器反射回到双频可重构带阻滤波器处，利用双频可重构带阻滤波器对二次谐波和三次谐波进行调制；四、调制后的谐波信号被天线返回到基站形成谐波反向散射。本发明较佳地对谐波进行调制的同时，实现了无损的无线能量收集。

Description

基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法
技术领域
本发明涉及上行链路调制技术领域，具体地说，涉及一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法。
背景技术
随着物联网(Internet ofThings,IoT)的蓬勃发展，大量的无线传感器被部署到各种应用场景中来收集数据。给如此庞大数量的传感器充电是一个艰难的挑战。传统电池的寿命有限，且电池的更换会造成巨大的维护成本和环境成本。因此，无电池的传感器越来越受欢迎，目前最主要方式是通过从远端射频源采集能量，并更可能降低传感器节点的功耗。
现如今无线射频能量收集技术发展较为成熟，整流电路在高效率、宽频带、小型化等方面取得了很大的进展。然而，物联网传感器中使用的传统无线通信模块包含了一条高耗电的射频链，例如振荡器、混频器和数模转换器，这导致了大量的功率损耗。反向散射通信是一种可选的低功耗无线通信的方法，它允许物联网传感器节点通过反射、调制入射的射频波来传输数据，而不是产生一个新的射频波。尽管传统的反向散射通信已被广泛用于射频识别系统(radio frequency identification,RFID)以实现无源标签，但自扰和多路径干扰是限制传统RFID发展的主要问题，并增加了系统设计的复杂性。
谐波反向散射通信因其成本低、可靠性高、功耗低等优点而受到越来越多的关注。通过利用整流电路的非线性，将产生的谐波作为上行载波，分离了上行通信频率和下行无限能量传输(wireless powertransmission,WPT)频率，可以有效减少自扰和多径干扰。目前，基于谐波反向散射的传感器已经被用于生物研究和物联网应用。
另一个问题是在上行谐波反向散射通信过程中，如何维持整流电路的整流效率。有文献提出了一种通过阻抗匹配/失配的方案来调制谐波，但这使得在上行链路调制过程中，射频能量的转换大打折扣。有文献中利用两个不同频率的射频波分别传输下行无线能量和上行信号，但对反向散射调制器施加0.6V的偏压时，输出直流电压从3.75V下降到3.10V。有文献提出了一个可重构的非线性电路，能够实现高效的射频整流和谐波反向散射，但是谐波的调制发射和射频整流两个功能不能同时进行。有文献通过输入匹配电路的谐振/失振实现了二次谐波的反向调制辐射，而当标签发送信号"0"时，直流输出从1V降低到0.1V。因此，如何解决上行链路通信时WPT效率下降的问题，需要进行进一步探讨。
发明内容
本发明的内容是提供一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器及方法，其能够克服现有技术的某种或某些缺陷。
根据本发明的一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其包括以下步骤：
一、双频可重构带阻滤波器和整流电路接收来自基站的基频信号f0；
二、f0无损通过双频可重构带阻滤波器后到达整流电路，整流电路对f0信号进行整流，产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；
三、直流信号从整流电路输出端上的直流输出滤波器输出到后续的电源管理单元中，二次谐波和三次谐波被直流输出滤波器反射回到双频可重构带阻滤波器处，利用双频可重构带阻滤波器对二次谐波和三次谐波进行调制；
四、调制后的谐波信号被天线返回到基站形成谐波反向散射。
作为优选，二次谐波和三次谐波的调制采用幅移键控法ASK，以基带数字信号控制载波的幅度变化，二次谐波和三次谐波被用作上行通信的载波，基带数字信号由一微处理器提供。
作为优选，双频可重构带阻滤波器、整流电路与天线、电源管理单元和传感器集成，实现无电池无线传感器网络。
作为优选，整流电路为单二极管整流电路，二极管结两端的激励电压表示为：
Vd＝V1cos(ω0t)(1)
V1为二极管结电压幅度值；ω0为基频信号f0的角频率；t为时间；
二极管的电流-电压特性由以下模型描述：
其中Is是饱和电流，n是理想因子，Vt＝k*T/q代表热电压，k，T和q分别是波尔兹曼常数，绝对温度和电子电荷量；Idiode是流过二极管的电流；
将电流电压模型在0V进行泰勒展开：
从公式(3)分离出由于二极管的结电阻所产生的二次和三次谐波电流：
由电压控制的结电容可表示为：
其中Vj和M是结电压和分级系数，Cj0是零偏置结电容，则存储在结电容里的总电荷量为：
则由非线性结电容产生的电流为：
通过对ICj在0V进行泰勒展开，并且化简第二项和第三项，得到二次和三次谐波电流为：
根据公式(4)(5)(9)(10)，可得二次谐波和三次谐波的电流为：
其中i代表着90°的相位差。
作为优选，在输入端的反向散射信号强度为：
其中Zp2和Zp3分别表示电流源在二次和三次谐波时的内阻抗；ZG表示天线的阻抗；和/>分别表示二次和三次谐波电流；ZDGS(2f0)和ZDGS(3f0)分别表示双频可重构带阻滤波器在二次和三次谐波时的阻抗；Rs表示整流二极管等效电路模型中的串联电阻；ZM(2f0)和ZM(3f0)分别表示匹配电路在二次和三次谐波时的阻抗；
选用一个特性阻抗为Z1、电长度为λ/6的短路微带线作为二极管匹配电路，它在不同频率下的输入阻抗(DC，f0，2f0，3f0)如下：
j表示虚部，从公式(15)看出ZM(3f0)为0，所以反向散射的3f0功率达到最大值；并且由于在f0时λ/6的短路微带线呈现感性阻抗，可抵消二极管的容性阻抗。
本发明还提供了一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器，其采用上述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，包括整流电路和双频可重构带阻滤波器，其中整流电路用于产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；双频可重构带阻滤波器用于谐波的调制。
本发明的有益效果如下：
1、谐波调制过程中整流电路直流输出不受影响，即无损能量传输；
2、谐波调制所用的能量只有46.5pJ/bit，实现了低功耗上行通信；
3、上行传输速率高，达到8Mbps；
4、可同时实现两路基带信号的上行传输。
附图说明
图1为实施例中一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法的流程图；
图2为实施例中IRB结构原理图；
图3为实施例中基频下IRB结构框图；
图4为实施例中谐波下IRB的等效电路图；
图5为实施例中整流电路原理图；
图6为实施例中整流电路版图；
图7为实施例中DGS物理尺寸示意图；
图8为实施例中可重构带阻滤波器原理图；
图9(a)为实施例中不同偏置电压下2f0 DGS谐振器的|S21|示意图；
图9(b)为实施例中不同偏置电压下3f0 DGS谐振器的|S21|示意图；
图10为实施例中实验测量系统的示意图；
图11(a)为实施例中不同偏置电压下二次谐波功率大小示意图；
图11(b)为实施例中不同偏置电压下三次谐波功率大小示意图；
图12(a)为实施例中从2f0载波中解调出的方波信号波形示意图；
图12(b)为实施例中从3f0载波中解调出的方波信号波形示意图；
图13(a)为实施例中有/无偏置条件下整流电路效率示意图；
图13(b)为实施例中有/无偏置条件下输出直流电压示意图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。应当理解的是，实施例仅仅是对本发明进行解释而并非限定。
实施例
如图1所示，本实施例提供了一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其包括以下步骤：
一、双频可重构带阻滤波器和整流电路接收来自基站的基频信号f0；
二、f0无损通过双频可重构带阻滤波器后到达整流电路，整流电路对f0信号进行整流，产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；
三、直流信号从整流电路输出端上的直流输出滤波器输出到后续的电源管理单元中，二次谐波和三次谐波被直流输出滤波器反射回到双频可重构带阻滤波器处，利用双频可重构带阻滤波器对二次谐波和三次谐波进行调制；
四、调制后的谐波信号被天线返回到基站形成谐波反向散射。
二次谐波和三次谐波的调制采用幅移键控法ASK，以基带数字信号控制载波的幅度变化，二次谐波和三次谐波被用作上行通信的载波，基带数字信号由一微处理器提供。
双频可重构带阻滤波器、整流电路与天线、电源管理单元和传感器集成，实现无电池无线传感器网络。
本实施例还提供了一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器(integrated rectifier-backscatter,IRB)，用于无损能量收集和低功耗上行通信，其采用上述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，包括整流电路和双频可重构带阻滤波器，其中整流电路用于产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；双频可重构带阻滤波器用于谐波的调制。如图2所示，整流电路接收来自基站的射频信号f0并将其转换为直流电。整流过程中产生的二次谐波2f0和三次谐波3f0被用作上行通信的载波。利用缺陷地结构(defectedground structure,DGS)构建了一个双频可重构带阻滤波器(band-stop filter,BSF)，通过对2f0和3f0的可控衰减，实现了2f0和3f0载波的幅度调制。实验测量证明，2f0/3f0的调制对整流电路的整流效果影响较小。两个基带信号可以同时在2f0和3f0频率上进行调制，上行数据传输速率达到8Mbps。并且该谐波调制器耗能低，幅移键控(ASK)调制的功耗小于46.5pJ/bit。
理论分析
图3展示了提出的IRB的设计框图。匹配电路的阻抗用ZM表示，二极管成为2f0/3f0的能量供给器，用诺顿定理得到的等效电路模型如图4所示。双频可重构BSF中使用的两组DGS单元，其阻抗分别用ZDGS(2f0)和ZDGS(3f0)表示。
基频信号f0输入到IRB中，能量无损通过双频可重构BSF和隔直电容Cblock，到达二极管处，被二极管整流，得到直流、二次和三次谐波，直流可以直接通过直通滤波器输出到负载。二次和三次谐波被直通滤波器全反射，回到双频可重构BSF(直通滤波器在2f0和3f0可以看做开路状态，如图4)。匹配电路的目的是为了实现基频信号f0的匹配，从而实现最大的基频到直流的转换效率；同时，该匹配电路在3f0的阻抗为0，可以实现3f0的反射功率最大化(见公式15)。
整流电路为单二极管整流电路，二极管结两端的激励电压表示为：
Vd＝V1cos(ω0t)(1)
V1为二极管结电压幅度值；ω0为基频信号f0的角频率；t为时间；
二极管的电流-电压特性由以下模型描述：
其中Is是饱和电流，n是理想因子，Vt＝k*T/q代表热电压，k，T和q分别是波尔兹曼常数，绝对温度(单位开尔文)和电子电荷量；Idiode是流过二极管的电流；
由于二极管收集的射频功率很低，将电流电压模型在0V进行泰勒展开：
从公式(3)分离出由于二极管的结电阻所产生的二次和三次谐波电流：
由电压控制的结电容可表示为：
其中Vj和M是结电压和分级系数，Cj0是零偏置结电容，则存储在结电容里的总电荷量为：
则由非线性结电容产生的电流为：
通过对ICj在0V进行泰勒展开，并且化简第二项和第三项，得到二次和三次谐波电流为：
根据公式(4)(5)(9)(10)，可得二次谐波和三次谐波的电流为：
其中i代表着90°的相位差。
谐波反向散射
如图4所示，在输入端的反向散射信号强度为：
其中Zp2和Zp3分别表示电流源在二次和三次谐波时的内阻抗；ZG表示天线的阻抗；I2f0和I3f0分别表示二次和三次谐波电流；ZDGS(2f0)和ZDGS(3f0)分别表示双频可重构带阻滤波器在二次和三次谐波时的阻抗；Rs表示整流二极管等效电路模型中的串联电阻；ZM(2f0)和ZM(3f0)分别表示匹配电路在二次和三次谐波时的阻抗；
由公式(13)和公式(14)可得，反向辐射的2f0和3f0功率与ZM(f)呈反比。为了提高基站端反向散射的2f0和3f0的信噪比，可以减小ZM(2f0)和ZM(3f0)，以便最大限度地提高谐波信号强度。考虑到在天线增益相同的情况下，3f0的路径损耗通常大于2f0，所以ZM(3f0)应低于ZM(2f0)。而且，为了实现f0频率下的阻抗匹配，必须对二极管的虚部进行补偿。
基于上述讨论，选用一个特性阻抗为Z1、电长度为λ/6的短路微带线作为二极管匹配电路，它在不同频率下的输入阻抗(DC，f0，2f0，3f0)如下：
j表示复数的虚部，从公式(15)看出ZM(3f0)为0，所以反向散射的3f0功率达到最大值；并且由于在f0时λ/6的短路微带线呈现感性阻抗，可抵消二极管的容性阻抗。
而且，根据公式(13)和公式(14)，反向辐射的2f0和3f0也与DGS谐振器的阻抗呈反比，所以可以实现2f0和3f0的ASK调制。当DGS谐振器谐振时，ZDGS(f)趋于无穷大，使得返回到天线的谐波功率很少，即发送信号“0”。当谐振器失振时，ZDGS(f)趋于零，返回天线的谐波功率要多得多，也就是发送信号“1”。
实验结果
为了进行实验验证，这里制造了一个工作频率为1.8GHz的IRB电路，介质基板为RO4350B(h＝0.762mm，εr＝3.66，tanδ＝0.002)。其中整流电路与双频可重构带阻滤波器集成在了一起。
整流电路的原理图和版图如图5和图6所示，其中小电容C2用于将二极管阻抗的实部匹配到50Ω。可重构带阻滤波器中使用的DGS谐振器的物理尺寸如图7所示。两组对称耦合谐振器可以提供两个谐振频率：左边的一对DGS谐振器用于3f0的信号抑制，而右边的两个较大的谐振器用于2f0的信号抑制。
使用对称DGS结构得到的双频可重构带阻滤波器如图8所示。为了实现在2f0和3f0时用电压控制阻带位置变化，DGS结构和地板之间被槽隔断，然后在槽位置上安装四个变容二极管。变容二极管使得DGS谐振器的等效电容发生变化，从而改变谐振频率，实现了电压控制阻带位置变化。
在不同的偏置电压下，测量了双频可重构带阻滤波器的插入损耗。如图9(a)和图9(b)所示，该带阻滤波器在1.8GHz的插入损耗约为0.19dB，与偏置电压无关。第一个阻带的初始中心频率为3.12GHz，第二个阻带的初始中心频率为4.8GHz。如图9(a)所示，当2f0的DGS单元的偏置电压为5V时，2f0的|S21|从-1.4dB下降到-25.6dB。同样，如图9(b)所示，当3f0的DGS的偏置电压为2V时，其谐振频率从4.8GHz转移到5.4GHz(3f0)，这导致3f0的|S21|从-1.0dB下降到-20.9dB。从图中可以看出第一个和第二个阻带的可调性是不相关的，所以可以同时在2f0和3f0上进行幅度调制。
线缆测试
为了验证所提出的IRB的调制和整流功能，这里进行了线缆实验，实验装置如图10所示。射频信号发生器产生f0的射频波输入到IRB，调制过后的二次和三次谐波被耦合到一个具有ASK解调功能的频谱分析仪。一个双通道函数发生器提供了上行基带——占空比为50％的方波(相当于二进制序列)，并加载到可重构BSF的偏置端口。所有的实验测试中，直流负载都为RL＝1kΩ。
首先，对可重构BSF进行静态偏置测试，以量化反向散射谐波功率。在输入功率为0、-10和-20dBm时，测得的谐波功率与偏置电压的关系如图11(a)和图11(b)所示。可以看出，3.6GHz的功率随着偏置电压的升高而逐步下降，在偏置电压为5V时达到最低值。同样，5.4GHz的功率也随着偏置电压的增加而下降，在2V时降到最低值。根据测量结果，为了达到最佳ASK调制深度，选择0V和5.0V作为2f0的偏置电压，0V和2.0V作为3f0的偏置电压。
为了测试所提出的IRB的上行数据传输性能，对2f0的DGS单元加载0-5V的方波，而对3f0的DGS单元加载了0-2V的方波；两个方波的频率都是2MHz。图12(a)和图12(b)显示了当IRB的输入功率为-10dBm时，从2f0和3f0载波中解调出的方波信号波形。可以看出，2MHz的基带信号信息被频谱仪很好地恢复了出来，其中频谱仪的噪声基底为-95dBm。因此，以2f0和3f0为载波的上行链路总共实现了8Mbps的总上行数据传输速率。需要注意的是，图12(a)和图12(b)中的波形展示的是来自频谱仪包络检测器的原始模拟数据，可以通过一个带滞后的电压比较器将其转换为高质量的数字波形。
为了验证谐波调制对整流的影响，这里测量了IRB在有调制和无调制两种状态下的射频-直流功率转换效率(PCE)，如图13(b)所示。可见，转换效率受偏置电压的影响很小。在0dBm的输入功率下，1.8GHz的转换效率下降不超过0.31％。此外，图13(a)展示了有调制和无调制两种状态下的直流输出电压。可见，电压的变化也可以忽略不计：在0dBm输入功率下，输出直流电压仅从0.781V降至0.779V。总之，使用可重构带阻滤波器进行ASK调制对整流效果影响很小，解决了现有大多数解决方案中整流和调制不协调的问题。
最后，为了研究该调制方法的功率损耗，这里对四个DGS单元中的变容二极管加上偏置电压时所需的功率进行了研究。变容二极管的结电容Cj和其储存的电荷分别可由公式(6)和公式(7)计算。给结电容Cj充电使得电容两端电压达到反向电压U＝VR，所消耗的功率可以通过积分得到
根据公式(16)以及所使用的变容二极管的电容-电压变化特性，在2f0的DGS单元中，将一个MA46H202-1088变容二极管两端电压从0V充到5V所需的能量消耗为43.1pJ，而将变容二极管放电到0V不消耗任何能量。由于2f0的DGS单元中有两个变容二极管，所以发送1bit信息消耗的平均能量为43.1pJ。同样，在3f0的DGS单元中，MA46H071-1056变容二极管在调制时平均功耗为3.48pJ/bit。考虑到使用2f0和3f0进行双通道同步数据调制，调制的总功耗为46.5pJ/bit。
现有的解决方案大多使用阻抗匹配/失配方案对上行链路载波进行调制，这导致了无线能量传输的效率明显下降，具体表现为整流电路的直流输出电压下降。然而，本研究提出的IRB对整流的影响很小，在数据调制期间，输出直流电压的下降可以忽略不计。所提出的IRB实现了基于谐波反向散射的上行链路通信，并不影响的无线能量传输，从而解决了已发表的基于WPT的上行链路通信的局限性。
结论
本实施例中，提出了一个基于谐波反向散射的集成整流电路上行链路调制器(IRB)，可以同时实现低功耗上行通信和无损整流。利用可重构BSF同时实现二次和三次谐波的幅度调制，并实验测得上行数据传输速率可达到8Mbps(4Mbps*2)，能耗为46.5pJ/bit。测量结果显示整流电路的整流效率在调制时只下降了0.31％，证明了谐波调制对整流的影响可以忽略不计。与现有的利用谐波进行上行链路通信的研究相比，该方案具有低功耗上行通信、高数据传输速率和无损无线能量传输的优点。这种完全无源的方案大大降低了上行链路的能量负担，有利于无线传感器和生物医学植入体等应用的发展。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其特征在于：包括以下步骤：
一、双频可重构带阻滤波器和整流电路接收来自基站的基频信号f0；
二、f0无损通过双频可重构带阻滤波器后到达整流电路，整流电路对f0信号进行整流，产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；
三、直流信号从整流电路输出端上的直流输出滤波器输出到后续的电源管理单元中，二次谐波和三次谐波被直流输出滤波器反射回到双频可重构带阻滤波器处，利用双频可重构带阻滤波器对二次谐波和三次谐波进行调制；
四、调制后的谐波信号被天线返回到基站形成谐波反向散射。
2.根据权利要求1所述的一种基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其特征在于：二次谐波和三次谐波的调制采用幅移键控法ASK，以基带数字信号控制载波的幅度变化，二次谐波和三次谐波被用作上行通信的载波，基带数字信号由一微处理器提供。
3.根据权利要求2所述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其特征在于：双频可重构带阻滤波器、整流电路与天线、电源管理单元和传感器集成，实现无电池无线传感器网络。
4.根据权利要求3所述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其特征在于：整流电路为单二极管整流电路，二极管结两端的激励电压Vd表示为：
Vd＝V1cos(ω0t)(1)
V1为二极管结电压幅度值；ω0为基频信号f0的角频率；t为时间；
二极管的电流-电压特性由以下模型描述：
其中Is是饱和电流，n是理想因子，Vt＝k*T/q代表热电压，k，T和q分别是波尔兹曼常数，绝对温度和电子电荷量；Idiode是流过二极管的电流；
将电流电压模型在0V进行泰勒展开：
从公式(3)分离出由于二极管的结电阻所产生的二次和三次谐波电流：
由电压控制的结电容可表示为：
其中Vj和M是结电压和分级系数，Cj0是零偏置结电容，则存储在结电容里的总电荷量为：
则由非线性结电容产生的电流为：
通过对ICj在0V进行泰勒展开，并且化简第二项和第三项，得到二次和三次谐波电流为：
根据公式(4)(5)(9)(10)，得到二次谐波和三次谐波的电流为：
其中i代表着90°的相位差。
5.根据权利要求4所述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，其特征在于：在输入端的反向散射信号强度为：
其中Zp2和Zp3分别表示电流源在二次和三次谐波时的内阻抗；ZG表示天线的阻抗；I2f0和I3f0分别表示二次和三次谐波电流；ZDGS(2f0)和ZDGS(3f0)分别表示双频可重构带阻滤波器在二次和三次谐波时的阻抗；Rs表示整流二极管等效电路模型中的串联电阻；ZM(2f0)和ZM(3f0)分别表示匹配电路在二次和三次谐波时的阻抗；
选用一个特性阻抗为Z1、电长度为λ/6的短路微带线作为二极管匹配电路，它在不同频率下的输入阻抗(DC，f0，2f0，3f0)如下：
j表示虚部，从公式(15)看出ZM(3f0)为0，所以反向散射的3f0功率达到最大值；并且由于在f0时λ/6的短路微带线呈现感性阻抗，可抵消二极管的容性阻抗。
6.基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制器，其特征在于：其采用如权利要求1-5中任一所述的基于谐波反向散射的整流电路集成上行链路调制方法，包括整流电路和双频可重构带阻滤波器，其中整流电路用于产生直流信号、二次谐波信号和三次谐波信号；双频可重构带阻滤波器用于谐波的调制。
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