CN116094633B - 一种信道模拟器及信道模拟方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于软件无线电软件平台(如GNU Radio)、软件无线电硬件平台(如Hack RF)，并且基于几何的信道建模方法(GBSM)的星地信道模拟器，针对L波段星地信道，采用基于几何的建模方法进行多径建模，以进行时延、衰落、载波多普勒频移处理，同时考虑非线性特性、链路损耗、等效信噪比，将这些因素作为信道模拟器的参数，通过在GNU Radio上使已调制信号经过信道模拟器对已调制信号进行处理，得到的信号经过Hack RF以及射频天线发送，其中，信道时延通过可变时延插值滤波器实现，衰落采用正弦波叠加法实现，载波多普勒频移部分采用乘法器进行移相，功放的非线性特性通过对乘法器改变信号的包络和相位。
Description
技术领域
本发明涉及卫星通信技术领域，特别涉及一种信道模拟器，也涉及相应的信道模拟方法。
背景技术
卫星通信在5G和未来的6G中占重要地位，近年来多个国家在LEO轨道至GEO布局卫星网络，大大扩展了地面网络的覆盖能力。相比于地面通信，卫星和地面之间的通信由于传播路径长，发射机、散射体和接收机存在复杂的相对运动以及受到大气损耗等因素，信道环境复杂，因此，需要一种合适的信道模拟器来对卫星通信系统进行测试。
目前，关于星地信道模拟器的技术资料有《一种用于星地通信的信道模拟器及信道模拟方法》(申请公布号：CN 112054857 A，申请公布日：2020.12.08)、《实时低轨卫星移动通信信道模拟器设计》(载《电子科技大学学报》第27卷第4期，1998年8月)、《具有信道切换控制的中频等效低轨卫星移动信道模拟器》(授权公告号：CN 101588584 B，授权公告日：2011.04.13)。上述技术资料所记载的技术方案均采用FPGA平台实现信道模拟，因此存在两个方面的技术问题：一方面，上述资料所记载的信道模拟器均采用信号发送模块和信道模拟部分相互独立的结构，工程实现较为复杂，需要额外的硬件平台以致成本较高，模块体积较大以致不便于携带；另一方面，如果要对发送的信号和信道参数进行修改，则需要更改程序或者需要单独外部总线配置，较为不便。
在信道建模方法方面，传统的星地信道模型主要针对传播特性进行统计建模，常用的统计性模型有C.Loo模型、Corazza模型和Lutz模型，这三个典型的统计性模型都是根据信号在传输路径上受遮蔽情况对L波段的卫星移动通信网络进行建模的，这类统计性模型尽管都考虑了多径信号分量，但是缺乏对发射机、散射体和接收机的动态特征以及散射体的几何特征的考虑，同时还欠缺对多径信号生灭的过程(多径信号可能产生，也可能消失)的考虑，导致模型与星地通信实际场景的差距较大。
此外，在卫星和地面通信的场景下，信号在经过星载功率放大器时会收到非线性的影响，比如包络上的衰减和相位的偏移。然而，现有的信道模拟器均未考虑信号传输过程中的功放非线性的影响，这将导致信道模拟的效果与真实的物理环境不符。
在信号的处理方法方面，现有技术通常直接调用软件内部的Rayleigh信道模块或者Rician信道模块对信号的包络进行乘积，进而得到经过信道的信号。由于软件内部的Rayleigh信道模块或者Rician信道模块比较粗糙，只允许配置最大载波多普勒频移以及相对固定的时延，很难配置具体到每条多径的动态时延、载波多普勒频移、相移，所以这种方法只适用于对某个算法性能进行比较粗糙的仿真，缺少对星地通信动态场景细节(比如动态时延和多普勒)的描述。在不调用Rayleigh信道模块或者Rician信道模块的情况下，还可以通过使用MATLAB计算出信道的冲激响应CIR，然后作为滤波器系数配置FIR滤波器进行时域卷积的方法对信号进行处理。但是，由于衰减、相移、载波多普勒频移、功放非线性等因素都是通过和信号相乘对信号进行处理的，如果采用前述信号处理方法，测试人员就只能看到一个包含了所有因素的总系数，而不能看到信道参数的细节(例如，测试人员若想知道当前的相移和衰减，那么采用这种信号处理方法就无法实现测试人员的需求)。
发明内容
本发明涉及一种基于软件无线电软件平台(如GNU Radio)、软件无线电硬件平台(如Hack RF)，并且基于几何的信道建模方法(GBSM)的星地信道模拟器，针对L波段星地信道，采用基于几何的建模方法进行多径建模，得到时延，衰落，载波多普勒频移，同时考虑非线性特性、链路损耗、等效信噪比，将这些因素作为信道模拟器的参数，通过在GNU Radio上使已调制信号经过信道对已调制信号进行处理，得到经过信道后的信号，经过Hack RF以及射频天线发送。其中信道时延通过可变时延插值滤波器实现，衰落采用正弦波叠加法实现，载波多普勒频移部分采用乘法器进行移相。功放的非线性特性通过对乘法器改变信号的包络和相位。
为了解决因采用FPGA平台实现信道模拟而存在的技术问题(一方面，现有资料所记载的信道模拟器均采用信号发送模块和信道模拟部分相互独立的结构，工程实现较为复杂，需要额外的硬件平台以致成本较高，模块体积较大以致不便于携带；另一方面，如果要对发送的信号和信道参数进行修改，则需要更改程序或者需要单独外部总线配置，较为不便)，本发明提供了一种信道模拟器，包括信道模拟模块和信号发射模块，其特征在于，所述信道模拟模块通过软件无线电软件平台实现，用于对输入信号进行处理，并通过信号发射模块发射经过处理的信号；所述信号发射模块由软件无线电硬件平台和天线组成，用于发射信号；所述软件无线电软件平台与软件无线电硬件平台通过USB进行数据传输。本发明同时还提供了一种与上述信道模拟器相对应的信道模拟方法，该方法的步骤包括：通过软件无线电软件平台对信道参数进行建模，所述信道参数包括链路损耗、多径衰落及等效信噪比；已调制的输入信号通过上述模型进行处理；处理后的信号通过软件无线电硬件平台和天线发射。
本发明所提供的星地通信的信道模拟器和信道模拟方法通过在信号的发射机一端使用软件无线电软件平台(如GNU Radio)对信道进行模拟，改变了现有技术采用FPGA对信道进行模拟的做法，改变了传统的信道模拟器的信号发送部分和信道模拟部分相互独立的结构，实现了两个方面的技术效果：一方面，信道模拟器的工程实现较为简单，无需额外的FPGA硬件平台资源，成本较低，模块小型化，便于携带；另一方面，可以直接在GNU Radio平台进行信道模拟，发送的信号和信道参数等外部参数可以实时在线配置，无需像传统的FPGA信道模拟器那样通过外部总线配置参数，具体的每个内部模块也可以随时修改，而无需像传统的FPGA信道模拟器那样通过修改FPGA内部逻辑来改变模块的功能，灵活性强，便于调试。
为了解决现有的信道模拟方法没有考虑信号传输过程中的功放非线性的影响的问题，本发明提供了一种信道模拟方法，其特征在于，所述信道参数还包括功放非线性；所述功放非线性的建模，按照Saleh模型对输入的已调制信号进行AM-AM幅度变换和AM-PM相位变换，其中，AM-AM建模为包络衰减，AM-PM建模为相位偏移。
本发明提供的信道模拟方法考虑了卫星发射机采用行波管放大器所引入的非线性特性，根据AM-AM和AM-PM特性，对输入信号的包络和相位分别进行当前幅度下的衰减和相位偏移，模拟了行波管放大器带来的非线性特性的影响，相较于目前主要的信道模拟方法没有考虑信号传输过程中功放非线性影响的做法，更接近星地通信的实际场景。
为了解决传统的星地通信信道模型缺少对发射机、散射体和接收机的动态特征以及散射体的几何特征的考虑，进而导致模型失真，与星地通信的实际场景差距较大的问题，本发明提供了一种信道模拟方法，其特征在于，采用基于几何的信道建模方法对星地信道进行多径信道建模，根据发射机、散射体和接收机的动态特征以及散射体的几何特征计算主径和各多径的时延、载波多普勒频移和相移，并对由发射机、散射体和接收机三者的相对运动所导致的各多径分量产生和消灭的过程进行建模，进而计算出特定时刻的多径数量以及对应的总功率。相较于传统的统计性建模方法，本发明所提供的信道模拟方法全面考虑了发射机、散射体和接收机的几何位置关系和相对运动速度因素以及信道的生灭演化过程，更接近星地通信的实际场景。
为了解决现有技术所采用的调用软件内部的Rayleigh信道模块或者Rician信道模块对信号的包络进行乘积的方法对信号进行处理所带来的缺少对星地通信动态场景细节的描述的问题，同时也解决通过MATLAB算出时域信道冲激响应CIR存入FIR滤波器进行时域卷积的方法对信号进行处理带来的参数不直观的问题，本发明提供了一种信道模拟方法，其特征在于，所述信道参数的建模分别由各自的子模块在软件无线电软件平台上实现；将所述信道参数的四个子模块级联得到总的信道冲激响应CIR，其中，链路损耗、多径衰落以及功放非线性三个信道参数的子模块各自和信号相乘，等效信噪比通过软件无线电平台内部的AWGN模块实现；所述多径衰落的多径时延部分通过插值滤波器实现，相移和载波多普勒频移通过和信号进行复数相乘实现。
具体而言，本发明提供的信道模拟方法首先考虑功放的非线性特点，再通过GBSM算法对L波段星地链路进行信道建模，然后考虑实际的外部影响如路径损耗、时延、载波多普勒频移、天气影响、功放非线性、高斯白噪声等，在开源软件无线电软件平台(如GNURadio)上用乘法器、插值滤波器、AWGN等模块实现，最后使得已调制信号经过信道处理后通过Hack RF和天线发射，其中：(1)功放的非线性特性采用Saleh模型，针对信号的输入，根据AM-AM和AM-PM特性，对输入信号的包络和相位分别进行当前幅度下的衰减和相位偏移，相关系数可调；(2)基于几何的GBSM方法对卫星、地面接收机、地面接收机附近的散射体进行建模，利用卫星轨道数据获取卫星各时刻的位置和速度，根据地面的接收机的位置坐标和移动速度，以及散射体导致的反射和绕射，本发明只考虑一次反射和绕射，将散射体分为固定的和移动的两类，固定的散射体所形成的散射点高度假设服从高斯分布，移动散射体的速度服从均匀分布，方向服从均匀分布，根据几何关系得到瞬时时延、L波段下的载波多普勒频移等参数，针对每个多径分量的功率，采用指数分布来进行建模，将这些数据存为文件，以便在GNU Radio中进行调用；(3)对于可变时延部分，整数时延部分采用桶型移位寄存器实现，分数时延部分采用三阶Hermite插值滤波器，通过Farrow实现，滤波器系数是根据Hermite插值法设计生成的；(4)GNU Radio平台导入计算好的时延、衰减、多径衰落和载波多普勒频移等参数，并读取已调制信号文本，并将插值滤波器系数配置Farrow结构构成的滤波器组。已调制信号文本和时延、衰减、多径衰落等时间长度保持一致；(5)信道的演化通过生灭过程进行建模，每条多径分量分为生和灭两个状态，当前状态到下一个状态的过程建模为Poisson过程，总的多径数量随着信道的演化而变化，最大多径数为12，每条多径采用功率控制，当某条多径消失后，该条径的功率为0，最后将12条多径和主径(LOS)进行汇总，共同构成多径信道。
相比于调用软件内部的Rayleigh信道模块或者Rician信道模块对信号的包络进行乘积的信号处理方法，本发明所提供的信道模拟方法能够精细地配置具体到每条多径的动态时延、载波多普勒频移、相移，对星地通信动态场景细节描述效果更好；相比于MATLAB算出时域信道冲激响应CIR存入FIR滤波器进行时域卷积的方法，本发明所提供的信道模拟方法将功放非线性、链路损耗、多径衰落及等效信噪比的建模分别由一系列子模块在软件上实现，可以直观地看到信道参数的细节。
附图说明
图1是本发明的基于Hack RF和GBSM的星地L波段信道模拟器系统框图；
图2是本发明的星地信道及散射体示意图；
图3是本发明的两种不同散射体的几何位置示意图；
图4是本发明的多径分量状态转移过程示意图；
图5是本发明的多径分量生灭过程示意图；
图6是本发明的多径信道生成流程图；
图7是本发明的Hermite插值滤波器示意图。
具体实施方式
现结合附图对本发明作进一步的描述。
图1给出了一种基于软件无线电平台Hack RF和GBSM的星地L波段信道模拟器的系统框图。信号从卫星发射机至地面接收机的传输过程，要经历卫星发射机的行波管(TWT)功率放大器带来的非线性干扰、链路衰减、多径衰落(也包括对多径生灭的建模)，还需对卫星发射机的信噪比进行模拟。以下对非线性干扰、链路衰减、多径衰落、信噪比的建模逐个进行描述：
(1)对行波管功率放大器产生的非线性AM-AM干扰和AM-PM干扰进行建模。已调制信号(指已经经过编码、组帧、调制、成型后的信号)首先经过行波管(TWT)功率放大器的非线性AM-AM干扰和AM-PM干扰。功放的非线性特性采用Saleh模型，其中AM-AM干扰建模为包络的衰减，AM-PM建模为相位的偏移，令输入信号则经过功放后的信号为
其中
上式中，A(r)和Ω(r)分别用来描述AM-AM特性和AM-PM特性，其中，αa、βa、αφ、βφ是根据最小均方误差和实际数据拟合出来的曲线的系数，
αα＝1.6623，βα＝0.0552，αφ＝0.1533，βφ＝0.3456。
可以通过乘法器进行幅度衰减A(r(t))和相位偏移ejΩ(r(t))，其中r(t)为输入信号包络。
(2)对链路损耗LTotal进行建模。在星地通信的过程中，除去不能忽视的自由路径损耗，电磁信号经过大气层时还会受其中的水汽、尘埃影响，产生大气吸收损耗。同时，降雨、冰雹等恶劣天气还会导致降雨衰减。本发明考虑了信号从卫星到地面经历的大气效应，如降雨衰减、大气吸收，将相关干扰分别建模为包络衰减以及相位偏移，同时将大气吸收造成的影响建模为功率损耗。
链路损耗LTotal包含自由路径损耗LFree(dB)、大气的吸收损耗LAA(dB)、天线的极化损耗LPL(dB)、天线的指向性损耗LAML(dB)以及对应的调制解调设备的损耗LML(dB)，在L波段，各损耗值如下：
LAA＝0.04dB(See ITU-R P.676-12,Annex 2method for computing atmosphericattenuation Page 30),LPL＝0.3dB(See Anne Pak,etc.A statistical link budgetapproach for predicting MSS L-band link margin performance Page 2),LAML＝0.08dB(See D.Hoppe.Calculated 70-meter antenna performance for offset L-bandand C-band feeds Page 4)，LML＝1dB(See Anne Pak,etc.A statistical link budgetapproach for predicting MSS L-band link margin performance Page 2)。
在年均降雨时间比例超过0.01％的情况下，还应当考虑电磁信号将会遭遇的降雨衰减LRain0.01，本发明采用国际电信联盟ITU-R组织提供的一种降雨衰减模型(See ITU-RRecommendation P 837-6,Page 4-5,Characteristics of Precipitation forPropagation Modeling,International Telecommunication Union,Jan.2012；ITU-RRecommendation P838-3,Page 1-8Specific Attenuation Model for Rain for use inPrediction Method,International Telecommunication Union,Mar.2005.)，将衰减率建模为γ＝aRb(dB/km)，并且根据等效路径长度DE(km)，得到超过年平均0.01％时间的降雨衰减LRain0.01＝γDE，
对于LOS主径的自由路径损耗LFree＝32.44+20logD+20logf(dB)，其中D为卫星和地面接收机的LOS主径的距离，
对于降雨衰减，地面接收接收站所在地的降雨高度hR＝h0+0.36，hR的单位为千米，h0为年平均0℃等温线高度，
雨中路径长度DS可以通过几何关系计算得出，
其中hS为地面站接收机海拔高度，θ为天线仰角，RE为等效地球半径，
水平投影为DG＝DS cosθ，
衰减率可以通过平均年0.01％时间降雨率RRain0.01得到：各地区的RRain0.01具体数值可以在ITU官网下载(See https://www.itu.int/rec/R-REC-P.837-7- 201706-I/en)，水平极化因子和垂直极化因子的因变量k和α可以通过下面公式得到，
k＝[kH+kV+(kH-kV)cos2θcos2τ]/2
α＝[kHαH+kVαV+(kHαH-kVαV)cos2θcos2τ]/2k
其中kH和αH，kV和αV分别为垂直极化和水平极化的频率相关系数，τ为相对于地面站水平面的极化倾角，对于圆极化传输τ＝45°。各频率的相关系数如下，
| f(GHz) | kH | kV | αH | αV |
| 1 | 0.0000259 | 0.0000308 | 0.9691 | 0.8592 |
| 1.5 | 0.0000443 | 0.0000574 | 1.0185 | 0.8957 |
| 2 | 0.0000847 | 0.0000998 | 1.0664 | 0.9490 |
| 2.5 | 0.0001321 | 0.0001464 | 1.1209 | 1.0085 |
| 3 | 0.0001390 | 0.0001942 | 1.2322 | 1.0688 |
| 3.5 | 0.0001155 | 0.0002346 | 1.4189 | 1.1387 |
| 4 | 0.0001071 | 0.0002461 | 1.6009 | 1.2476 |
以上数据可以在ITU官方文档中查到(See ITU-R Recommendation P 838-3,Page5 Specific Attenuation Model for Rain for use in Prediction Method,International Telecommunication Union,Mar.2005)，对于其他频率可以通过插值的方式近似得到。
接下来分别计算水平缩减因子和垂直调整因子：
穿越降雨路径
其中，为地面站纬度。因此等效路径DE＝DRv0.01，而降雨衰减则为LRain0.01＝γRDE
因此，链路损耗LTotal为
LTotal＝LFree+LAA+LPL+LAML+LML+LRain0.01
在信道模拟中，将其由dB转为十进制后和信号相乘即可得到衰减后的信号。
(3)对于星地信道进行基于GBSM的多径信道建模。图2为实际卫星和地面接收机通信的示意图。卫星围绕地球移动，其瞬时位置矢量rSatellite(t)和速度矢量vSatellite(t)可以通过卫星轨道信息得到，坐标系为地球惯性坐标系，地面接收机的位置矢量为rGS(t)，速度矢量为vGS(t)，第i个固定散射体相对于地面接收机的位置矢量为第j个移动散射体的位置矢量为/>移动散射体的速度矢量为/>本发明只考虑一次反射和绕射，为了使对信道的模拟更加准确，将散射体分为固定散射体和移动散射体两类。本发明只考虑以地面接收机为圆心、半径为RS的圆内的固定散射体和动态散射体，每个散射体在接收机水平面内的投影在圆内均匀分布，其对应的散射点高度h假设服从均匀分布U[hmin,hmax]，如图3所示。移动散射体的速度大小服从均匀分布U[vmin,vmax]，散射体的速度方向服从均匀分布U[0,2π]。本发明固定散射体的多径数量最多为8条，移动散射体的数量最多为4条，所有多径数量最多为12条，每条径的生灭过程是统计独立的。
基于上述参数的设定，可以得到主径LOS的时延、载波多普勒频移和相移为
其中c为光速，λ为对应L波段某频率载波波长，|·|为取Frobenius范数操作，<·>为向量内积操作，
对于第i个由固定散射体导致的多径分量，相应的时延、载波多普勒频移和相移分别为
对于第j个由移动散射体导致的多径分量，相应的时延、载波多普勒频移和相移分别为，
固定散射体的多径数量最多为8条，移动散射体的数量最多为4条，所有多径数量最多为12条，将上面的固定散射体和移动散射体对应的时延、载波多普勒频移和相移汇总为NLOS分量，共计12条，接下来只关注第k条NLOS径而不是第i条固定散射体对应的多径分量，根据正弦波叠加法生成各多径分量的衰落，对于第k条径有，
服从均匀分布U[0,2π]，N为正弦波叠加法总正弦波个数，一般取48，K为总多径数，在本发明中为12，fk为第k条多径分量对应的固定散射体和移动散射体的载波多普勒频移。
(4)针对多径分量的生灭过程进行建模，进而计算出特定时刻的多径数量以及对应的总功率每条径的生灭过程统计相互独立，图4中描述了每条多径分量的状态转移图。实际场景中状态转移概率是时变的，为了简化计算，本次发明中假设各个转移概率如下：
| PBB | PBD | PDB | PDD |
| 0.6 | 0.4 | 0.6 | 0.4 |
初始状态下有12条多径，每条多径分量经过一段时间Tp后会发生状态转移，即在产生和消灭两个状态之间发生转移，这个状态转移的过程为Markov过程，在多径产生和多径消失的时候会出现功率逐渐增大和功率逐渐减小的过程，每个过程的持续时间为Ta，为了计算方便，衰减时间和持续时间为整数个采样间隔Ts，在本次发明中，Tp＝30Ts，Ta＝5Ts，功率衰减或增加函数在本次发明中采用抛物线函数或其他类似的函数，
每条多径分量的功率Pk(t)服从指数分布，
其中τk(t)为第k条多径分量的时延，rτ为多径时延的分布系数，DS为对应的RMS时延扩展，Yk为第k条径的阴影损耗，单位为dB。总的多径信道生成流程图如图6所示。
传统的多项式插值法会导致在插值区域边缘的龙格现象，即高次多项式插值时在边缘剧烈震荡。Hermite插值法避免了在插值区域边缘的龙格现象，即高次多项式插值时在边缘剧烈震荡。对于多径信道时延部分，采用整数时延和分数时延分开的方式。整数时延采用延迟对应的固定的采样间隔，而分数时延采用三阶Hermite插值滤波器，滤波器结构采用Farrow结构，通过改变输入的时延控制插值间隔，如图7所示。对于插值滤波器中各子滤波器的系统函数如下，
上述子滤波器可以采用FIR的形式生成，这里不在赘述。
(5)对于信噪比部分，考虑实际在卫星发射机上扫描捕获门限值一般可以达到-123dBm，而在Hack RF中，受到天线和放大器的限制，接收机很难做到这么高的灵敏度，因此可行的方法是，采用等效信噪比的方法，即在信号发射部分采用较高的发射功率，同时匹配上较高的噪声功率。发射端等效载噪谱密度比的门限值：
带宽B的对数为(10MHz)dB＝70dB-Hz，这个参数可以查找MAX2837的芯片手册得到(MAX2837为Hack RF的无线宽带射频收发器，工作频率2.3GHz to 2.7GHz，LPF的带宽为10MHz)。
因此在软件无线电软件平台(GNU Radio)上的等效载噪谱密度比等于51dB-Hz。令噪声的等效功率为N，。
而
N＝N0_gnu·B
其中N0_gnu为GNU Radio端等效噪声功率谱密度。即
其中Cgnu为已调制信号功率，由上述计算得到Cgnu-N+B＝51dB-Hz，所以Cgnu-N＝51dB-Hz-70dB-Hz＝-19dB，此时得到等效信噪比的门限值(S/N)dB＝C_gnu-N＝-19dB。即等效信噪比门限值应至少为-19dB。
以上基于Hack RF和GBSM的星地L波段信道模拟器所需的参数都已经得到了，通过在线配置或者存在二进制文件中即时读取可以根据实际应用而改变。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (9)
1.一种信道模拟方法，其特征在于，该方法的步骤包括：
S1)通过软件无线电软件平台对信道参数进行建模，所述信道参数包括链路损耗、多径衰落、等效信噪比和功放非线性；其中：所述功放非线性的建模，按照Saleh模型对输入的已调制信号进行AM-AM幅度变换和AM-PM相位变换，其中，AM-AM建模为包络衰减，AM-PM建模为相位偏移，具体地，令输入的已调制信号x(t)为
其中，r(t)为是已调制信号的包络，ω0为载波频率，φ(t)为已调制信号的相位；
则考虑功放非线性影响后的信号为
其中，
上式中，A(r)和Ω(r)分别用来描述AM-AM特性和AM-PM特性，其中，αa、βa、αφ、βφ是根据最小均方误差和实际数据拟合出来的曲线的系数，
αα＝1.6623，βα＝0.0552，αφ＝0.1533，βφ＝0.3456；
S2)已调制的输入信号通过S1)建立的模型进行信道模拟；
S3)将S2)中经过信道模拟得到的信号通过软件无线电硬件平台和天线发射。
2.根据权利要求1所述的信道模拟方法，其特征在于，
所述链路损耗LTotal包括：主径自由路径损耗LFree(dB)、大气的吸收损耗LAA(dB)、天线的极化损耗LPL(dB)、天线的指向性损耗LAML(dB)和对应的调制解调设备的损耗LML(dB)，在L波段，各损耗值分别为：LAA＝0.04dB,LPL＝0.3dB,LAML＝0.08dB，LML＝1dB；
在年均降雨时间比例超过0.01％的情况下，所述链路损耗包括还包括电磁信号将会遭遇的降雨衰减LRain0.01；
在年均降雨时间比例不超过0.01％的情况下，链路损耗LTotal＝LFree+LAA+LPL+LAML+LML；
在年均降雨时间比例超过0.01％的情况下，链路损耗LTotal＝LFree+LAA+LPL+LAML+LML+LRain0.01；
在信道模拟中，将链路损耗LTotal由dB转为十进制后取倒数，和信号相乘即可得到经过链路损耗后的信号。
3.根据权利要求2所述的信道模拟方法，其特征在于，所述主径自由路径损耗
LFree＝32.44+20log d+20log f(dB)
其中，D为卫星和地面接收机的LOS主径的距离，f为载波频率。
4.根据权利要求2所述的信道模拟方法，其特征在于，所述降雨衰减
LRain0.01＝γRDE
其中，衰减率RRain.01为平均年0.01％时间的降雨率，水平极化因子和垂直极化因子的因变量k和α可以通过以下公式得到：
其中，kH和αH为垂直极化的频率相关系数，kV和αV为水平极化的频率相关系数，τ为水平线性极化传输的极化倾角，θ为天线仰角；
等效路径长度DE＝DRv0.01，
穿越降雨路径
其中，地面接收站所在地的降雨高度hR＝h0+0.36，所述h0为年平均0℃等温线高度；hS为地面接收机海拔高度；水平投影长度DG＝DScosθ，
雨中路径长度其中RE为等效地球半径；
水平缩减因子
垂直调整因子其中，
其中，为地面站纬度。
5.根据权利要求1所述的信道模拟方法，其特征在于，所述S1)中的等效信噪比的建模包括以下步骤：
信号发射部分的载噪谱密度比的门限值为
其中C为已调制信号的功率，N0为噪声功率，卫星发射机上扫描捕获门限值一般为-123dBm，宇宙背景噪声功率谱密度常数为-174dBm/Hz，
令噪声功率为N，使得软件无线电软件平台的载噪谱密度比等于51dB-Hz，且则/>其中，Cgnu为软件无线电软件平台中的已调制信号功率，N0_gnu为软件无线电平台中的等效噪声功率谱密度，
软件无线电硬件平台的发射端带宽B为10MHz，其对数为(10MHz)dB＝70dB_Hz(10MHz)dB＝70dB-Hz，
可以得到Cgnu-N+B＝51dB-Hz，
所以等效信噪比的门限值(S/N)dB＝C_gnu-N＝-19dB，即等效信噪比门限值应至少为-19dB。
6.根据权利要求1所述的信道模拟方法，其特征在于，所述多径衰落的信道建模采用基于几何的信道建模方法，包括以下步骤：
S8-1)根据发射机、散射体和接收机的动态特征以及散射体的几何特征，计算主径分量和各多径分量的时延、载波多普勒频移和相移，并根据正弦波叠加法生成各多径分量的衰落；
S8-2)对各多径分量产生和消灭的过程进行建模，计算每条多径分量在特定时刻的功率。
7.根据权利要求6所述的信道模拟方法，其特征在于，所述S8-1)具体包括以下步骤：
S8-1-1)设定建模参数：
以地球惯性坐标系为坐标系，只考虑一次反射和绕射，将散射体分为固定散射体和移动散射体两类，
只考虑以地面接收机为圆心、半径为RS的圆内的固定散射体和动态散射体，每个散射体在接收机水平面内的投影在圆内均匀分布，其对应的散射点高度h假设服从均匀分布U[hmin,hmax]，
移动散射体的速度大小服从均匀分布U[vmin,vmax]，散射体的速度方向服从均匀分布U[0,2π]，
通过卫星轨道信息得到卫星的瞬时位置矢量rSatellite(t)和速度矢量vSatellite(t)，
地面接收机的位置矢量为rGS(t)，速度矢量为vGS(t)，
第i个固定散射体相对于地面接收机的位置矢量为第j个移动散射体的位置矢量为/>移动散射体的速度矢量为/>
S8-1-2)计算主径分量、多径分量的时延、载波多普勒频移和相移：
基于S8-1-1)中的参数设定，可以得到主径分量的时延、载波多普勒频移和相移分别为
对于第i个由固定散射体导致的多径分量，相应的时延、载波多普勒频移和相移分别为：
对于第j个由移动散射体导致的多径分量，相应的时延、载波多普勒频移和相移分别为：
其中，c为光速，λ为对应L波段某频率载波波长，|·|为取Frobenius范数操作，<·>为向量内积操作；
所述固定散射体的多径数量最多为8条，所述移动散射体的数量最多为4条，所有多径数量最多为12条，将上面的固定散射体和移动散射体对应的时延、载波多普勒频移和相移汇总为NLOS分量，共计12条，接下来只关注第k条NLOS径而不是第i条固定散射体对应的多径分量，根据正弦波叠加法生成各多径分量的衰落，对于第k条径有，
其中，实部与虚部/>分别为第k条径的Rayleigh衰落幅度zk对应的同相分量和正交分量，每个分量通过n个正弦波叠加得到，第m个分量/>的第k条径中的第n条正弦波的频率/>可以由所述基于几何的信道建模方法得到的第k条径的载波多普勒频移fk计算得到，
为了减小同相分量和正交分量两个分量的相关性，引入了相位
为/>分量的相位，
各个正弦波的相位独立同分布，服从均匀分布U(0,2π]，
N为正弦波叠加法总正弦波个数，一般取48，
K为总多径数，在本发明中为12，
fk为第k条多径分量对应的固定散射体和移动散射体的载波多普勒频移。
8.根据权利要求6所述的信道模拟方法，其特征在于，所述S8-2)具体包括以下步骤：
S8-2-1)定义建模参数：初始状态下共有12条多径分量，每条多径分量的生灭过程统计相互独立；
每条多径分量经过一段时间Tp后会在产生和消灭两个状态之间发生转移，假设各个状态的转移概率如下：
在多径产生和多径消失的时候会出现功率逐渐增大和功率逐渐减小的过程，每个过程的持续时间为Ta，衰减时间和持续时间为整数个采样间隔Ts；
其中，Tp＝30Ts，Ta＝5Ts，功率衰减或增加函数在本次发明中采用抛物线函数或其他类似的函数；
S8-2-2)每条多径分量的功率Pk(t)服从指数分布，
其中τk(t)为第k条多径分量的时延，rτ为多径时延的分布系数，DS为对应的RMS时延扩展，Yk为第k条径的阴影损耗，单位为dB。
9.根据权利要求1所述的信道模拟方法，其特征在于，所述已调制的输入信号通过上述模型进行处理，包括以下步骤：
S11-1)所述信道参数的建模分别由各自的子模块在软件无线电软件平台上实现；
S11-2)将所述信道参数的四个子模块级联得到总的信道冲激响应CIR，其中，链路损耗、多径衰落以及功放非线性三个信道参数的子模块各自和信号相乘，等效信噪比通过软件无线电平台内部的AWGN模块实现；
S11-3)所述多径衰落的多径时延部分通过插值滤波器实现，相移和载波多普勒频移通过和信号进行复数相乘实现。
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| 基于三状态Markov链的卫星信道模拟器设计与实现;马上;胡剑浩;王剑;;系统仿真学报(17);全文 * |
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