CN116075978A - 光学同步相控阵 - Google Patents

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CN116075978A CN202180054221.5A CN202180054221A CN116075978A CN 116075978 A CN116075978 A CN 116075978A CN 202180054221 A CN202180054221 A CN 202180054221A CN 116075978 A CN116075978 A CN 116075978A
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C·E·艾夫斯
A·哈科波尔
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Abstract

本文公开了一种相控天线阵列，其被配置为通过多个天线提供信号。相控天线阵列可以包括多个子阵列。每个子阵列可以包括完整且功能性的光学同步集成电路，该光学同步集成电路包括集成光电二极管。有利地，将光电二极管集成到该集成电路中可以减小子阵列的大小并减小高频定时信号通过的长度。

Description

光学同步相控阵
相关申请的交叉引用
本申请根据35U.S.C.§119(e)要求享有于2020年7月17日提交的题为“OpticalSynchronization of Electronic Timing Circuits”的63/053,438号美国临时专利申请和于2021年6月24日提交的题为“Optically Synchronized Phased Array”的63/214,524号美国临时专利申请的权益和优先权，其公开内容通过引用整体并入本文用于所有目的。
技术领域
本发明总体上涉及用于使同步大阵列内的辐射元件同步的过程。
背景技术
多天线相控阵和波束形成技术经历了从传统的科学和国防应用到商业基础设施和消费产品的巨大转变——从蜂窝通信到汽车雷达。虽然相控阵列的转向(steer)和功率聚焦能力随着其大小的增加而有利地缩放，但是元件之间的电同步变得更具挑战性。通常使用用于通过基准时钟的CMOS兼容分布的低成本电同步的方法，但是可能依赖于局部(local)合成并且遭受缓冲器和合成器噪声倍增。由于导体和分裂损耗，RF频率下的时钟分布可能非常昂贵并且耗电。RF频率处的电同步和时钟分布都不随阵列的大小、跨度或操作频率而良好地缩放。
发明内容
各种实施例涉及一种相控天线阵列，包括：
·光学定时源；以及
·多个子阵列，被配置为发送信号，其中每个子阵列包括：
o集成电路；
o由集成电路控制的至少一个天线元件；
o光电二极管，被配置为从光学定时源接收共享光学定时信号并生成定时信息信号；
o放大器，被配置为从光电二极管接收定时信息信号；以及
o锁相环，连接到放大器并且被配置为生成电子同步信号，电子同步信号被分布到一个或多个通道(channel)。
在各种其他实施例中，每个通道连接到被配置为广播信号的天线。
在其他各种实施例中，天线位于模块化印刷电路板上，并且集成电路是接合到模块化印刷电路板的倒装芯片。
在其他各种实施例中，每个子阵列还包括与光电二极管并联连接的谐振电路。
在其他各种实施例中，谐振电路包括电感器和电容器，其建立谐振行为，其中能量在电感器中的存储和电容器中的存储之间振荡。
在其他各种实施例中，电容器、电感器和光电二极管都直接连接到放大器。
在其他各种实施例中，谐振电路产生注入锁定放大器。
在其他各种实施例中，电容器和电感器位于集成电路上。
在其他各种实施例中，集成电路包括光电二极管。
在其他各种实施例中，集成电路包括放大器。
在其他各种实施例中，集成电路包括锁相环。
在其他各种实施例中，集成电路包括光电二极管、放大器和锁相环。
在其他各种实施例中，使用光纤或使用激光束通过自由空间将共享光学定时信号分布给每个光电二极管。
在其他各种实施例中，光纤通过光纤保持器保持就位，该光纤保持器保持光纤的输出与光电二极管光学连接。
在其他各种实施例中，光纤通过模块化印刷电路板中的通孔与光电二极管光学连接。
在其他各种实施例中，光纤保持器通过刚性地连接到头部的底板保持就位。
在其他各种实施例中，头部支撑模块化印刷电路板。
在其他各种实施例中，头部和底板将功率和通信信号分布给模块。
在其他各种实施例中，一个或多个通道执行波束成形和/或数据传输。
在其他各种实施例中，一个或多个通道具有独立控制的相位幅度。
在其他各种实施例中，相邻模块间隔开以产生稀疏阵列。
在其他各种实施例中，光电二极管包括：N阱(N-well)；P阱(P-well)，与N阱电连接以形成PN结；N阱触点，与N阱电连接；以及P阱触点，与P阱电连接，其中N阱触点和P阱触点通过浅沟槽隔离分开。
此外，各种实施例涉及一种相控天线阵列，包括：
·光学同步源；以及
·多个子阵列，
·其中每个子阵列：
o从光学同步源接收光定时信息，
o基于从光学同步源接收的光学定时信息生成电定时信息，以及
o向多个天线元件提供电气定时信息。
在各种其他实施例中，每个子阵列包括一个或多个通道，每个通道控制天线。
在其他各种实施例中，一个或多个通道执行波束成形和/或数据传输。
此外，各种实施例涉及一种光学同步集成电路，包括：光电二极管，被配置为接收共享光学定时信号并生成定时信息信号；放大器，被配置为从光电二极管接收定时信息信号；以及锁相环，连接到放大器并且被配置为生成电子同步信号，电子同步信号被分布到一个或多个通道。
在各种其他实施例中，每个通道连接到被配置为广播信号的天线。
在其他各种实施例中，光学同步集成电路还包括与光电二极管并联连接的谐振电路。
在其他各种实施例中，谐振电路包括电感器和电容器，其建立谐振行为，其中能量在电感器中的存储和电容器中的存储之间振荡。
在其他各种实施例中，电容器、电感器和光电二极管都直接连接到放大器。
在其他各种实施例中，光电二极管包括：N阱；P阱，与N阱电连接以形成PN结；N阱触点，N阱触点与N阱电连接；以及与P阱电连接的P阱触点，其中N阱触点和P阱触点通过浅沟槽隔离分开。
附图说明
参考以下附图和数据图将更全面地理解说明书，这些附图和数据图作为本公开的各种实施例呈现，并且不应被解释为对本公开范围的完整叙述。
图1A概念性地示出了根据本发明的实施例的相控阵天线的大型网络。
图1B概念性地图示了根据本发明的实施例的能够用于无线功率传输和/或数字通信的分布式相控阵列。
图1C概念性地图示了根据本发明的实施例的组合跨阵列的光学同步和相控阵子模块内的电同步的大规模相控阵。
图2A概念性地示出了用于使用数字时钟信号执行低频定时同步(LFTS)的系统。
图2B概念性地示出了射频定时同步(RFTS)系统。
图2C概念性地示出了根据本发明的实施例的用于在光纤上执行光学定时同步(OTS)的系统。
图3A示出根据本发明的实施例的OTS时钟分布系统的实现。
图3B概念性地示出了RFTS时钟分布系统的操作。
图3C概念性地示出了LFTS时钟分布系统的操作。
图4A示出了稀疏阵列的功率耗散。
图4B示出了密集阵列的功率耗散。
图5概念性地示出了LFTS网络段。
图6A示出了当在相控阵列内利用OTS时和当在相控阵列内利用LFTS时的功率耗散的比较。
图6B示出了当利用OTS时和当利用LFTS时相控阵列中的噪声的比较。
图7概念性地示出了根据本发明的实施例的OTS相控阵发送器系统。
图8A示出了根据本发明的实施例的作为完全组装的PCB的制造的相位阵列块。
图8B示出了根据本发明的实施例的示例性制造的RFIC芯片的管芯(die)照片。
图8C示出了根据本发明的实施例的光纤安装件的结构。
图9示出了根据本发明实施例的光电二极管设计的示意图。
图10A示出了在780nm处用大约-25dBm的输入功率测量的示例CMOS光电二极管响应度。
图10B示出了CMOS光电二极管储能噪声输出(photodiode tank noise output)。
图11A示出了根据本发明的实施例的能够接收光学同步信号的接收器调谐注入锁定跨阻抗放大器(TIL-TIA)的示意图。
图11B示出了图11A的示意图与图8B的RFIC芯片布局的特写图像之间的对应关系。
图12A示出了在注入下具有-128dBC的SNR基底(floor)的示例TIL-TIA噪声输出。
图12B示出了作为TIL-TIA环路带宽的函数的组合VCO和源噪声的TIL-TIA噪声输出。
图13A示出了带宽受限的TIL-TIA的噪声输出。
图13B示出了限制噪声带宽对锁定范围(TIL-TIA带宽)灵敏度的影响的噪声输出。
图14A示出了在可变注入强度下的示例测量的TIL-TIA噪声输出。
图14B示出了集成高达50MHz的示例测量的TIL-TIA噪声输出相对于锁定范围。
图15A示出了在可变注入强度下的示例性TIL-TIA噪声输出。
图15B示出了集成高达50MHz的示例TIL-TIA噪声输出相对于锁定范围。
图16示出了根据本发明的实施例的PLL的示意图。
图17示出了根据本发明的实施例的结合图16描述的PLL的VCO和第一级ILFD的示意图。
图18A示出了根据本发明实施例的结合图16描述的PLL的TSPC分频器的触发器构建块示意图。
图18B示出了根据本发明实施例的结合图16描述的PLL的CML分频器的触发器构建块示意图。
图19A示出了PLL测量的相位噪声的示例。
图19B示出了在28GHz下PLL测量的整数杂散的示例。
图20示出了根据本发明实施例的具有吉尔伯特单元和多相滤波器的移相器示意图。
图21示出了根据本发明的实施例的功率放大器的示意图。
图22示出了使用(a)初始查找表和(b)快速搜索校准算法的示例移相器精度。
图23示出了示例功率放大器(a)小信号归一化增益和(b)输出功率和漏极效率。
图24示出了根据本发明的实施例的单个光学同步RFIC模块的示例性系统架构。
图25A示出了光学同步RFIC模块的示例输出。
图25B示出了具有光学参考的示例系统相位噪声。
图26示出了光学同步RFIC模块的各种光束转向。
图27A示出了16-QAM调制信号的OTS无线传输。
图27B示出了32-QAM调制信号的OTS无线传输。
图28示出了根据本发明的实施例的两个RFIC模块的示例性光学同步。
图29A至图29D示出了各种两芯片相位相干性测量。
图30A至图30D示出了结合图28描述的两个模块的光学同步。
具体实施方式
现在转到附图，示出了根据本发明的各种实施例的结合光学定时同步(OTS)的相控阵系统和用于执行OTS的系统。在若干实施例中，OTS使用跨大跨度相控阵列分布到各种子阵列的光学载波来调制定时信息。在一些实施例中，相控阵系统包括多个子阵列。每个子阵列可以包括完整且功能性的光学同步集成电路，该集成电路包括集成光电二极管。有利地，将光电二极管集成到集成电路中可以减小子阵列的大小并减小高频定时信号通过的长度。
在一些实施例中，每个子阵列还包括与光电二极管并联连接的谐振电路。在一些实施例中，谐振电路包括电感器和电容器，其建立谐振行为，其中能量在电感器中的存储和电容器中的存储之间振荡。
在一些实施例中，光电二极管可以是集成到集成电路中的CMOS光电二极管。在多个实施例中，CMOS光电二极管包括：N阱；P阱，其与N阱电连接以形成PN结；N阱触点，N阱触点与N阱电连接；以及P阱触点，与P阱电连接。在某些实施例中，N阱触点和P阱触点通过浅沟槽隔离电分离。
下面进一步讨论根据本发明的各种实施例的结合OTS和OTS系统的相控阵列。
相控阵内的光学同步
图1A、图1B和图1C概念性地示出了根据本发明的某些实施例的利用OTS的相控阵列的各种示例。图1A示出了根据本发明的实施例的相控阵天线102的大型网络的示例。相控阵天线102的大型网络可以以分布式方式发送和/或接收信号。每个天线102可以由多个天线元件组成，这些天线元件可以协作以发送和/或接收信号。在一些实施例中，每个天线102可以是协作以形成天线的天线元件。
图1B示出了根据本发明的实施例的能够用于无线功率传输和/或数字通信的分布式相控阵列。相控天线子阵列104可以定位在整个室内设置中。这些相控天线子阵列104可以经由光纤106使用OTS来同步。在一些实施例中，可以使用辐射激光束通过自由空间来同步相控天线子阵列104。
图1C示出了根据本发明的实施例的示例性超大规模相控阵列，其具有跨阵列的完全或部分(例如，在远程域之间)光学同步。本发明的许多实施例包括CMOS中的完整且功能性的光学同步相控阵列，其具有片上集成的体CMOS光电二极管。CMOS中的光学同步相控阵列可以是在长距离上分布时钟信号的低成本、商业上可行的方法。一些实施例包括混合解决方案，其中远距离光学参考110被光学地分布，具有局部电定时108分布，如图1C所示。局部电定时108被配置为将定时分布给多个天线阵列112。局部电定时108可以使用长距离光学参考110来生成电子时钟信号，该电子时钟信号可以用于同步多个天线阵列112。
参考分布(distribution)方法
如上所述，用于在相控阵内分布定时信息的一种方法是通过电子时钟基准，该电子时钟基准可以被分布给阵列的元件。图2A示出了使用数字时钟信号的低频定时同步(LFTS)系统的示例。LFTS系统可以将分布线(distribution line)视为电容性负载。随着阵列大小增加，可以缓冲该线以便维持信号完整性。该方法可以是成本有效且功率有效的，但是缓冲器的添加增加了抖动和PVT相关，这可能使时钟信号偏斜。相对低的LFTS频率受益于元件侧的局部频率合成器中的高倍增比，这可能进一步限制整体系统性能。
图2B示出了射频定时同步(RFTS)系统的示例，其可以减轻LFTS系统中存在的噪声和功能方面的缺点。RFTS系统沿阻抗匹配传输线分布时钟，通常在GHz范围内。因此，信号幅度可能由于线和信号分路器(splitter)中的损耗而劣化。该架构可以使得能够使用低乘法器局部合成器，因此参考噪声可以主要由输入信噪比(SNR)和元件的驱动器的噪声系数来确定。当与LFTS系统相比时，时钟源功率和参考噪声之间的权衡可以允许RFTS系统以增加的功率耗散为代价实现优异的性能。尽管具有优点，但由于高性能RF材料的成本，RFTS系统不能很好地扩展，并且可能主要用于特殊的非商业应用。
图2C示出了根据本发明的实施例的利用光纤或其他光通道上的OTS的系统。光纤或其他光通道上的OTS可以用于在阵列中分布定时信息。这使得能够扩展到LFTS可寻址的阵列(或如图1A-1C中的多个阵列)大小之外，而没有与RFTS相关联的潜在重量、成本和损耗惩罚，如表I所示。表I比较了普通RF材料与光纤的性能，并且示出了光学基础设施在同步网络的成本、线损耗和质量方面提供了超过一个数量级的改进。表I：
Figure BDA0004105188440000081
SMF-28夹套和裸露的是光纤，而其余的材料代表电缆。如图所示，光纤具有改善的质量密度、损耗和成本。在一些实施例中，可以使用辐射激光束通过自由空间使相控天线子阵列同步，这可以节省透射材料的使用。
图3A说明根据本发明的实施例的OTS时钟分布系统的实现。为了比较，图3B示出了RFTS时钟分布系统的示例。图3C示出了LFTS时钟分布系统的示例。下面示出了利用具有电同步的OTS的系统与RFTS系统和LFTS系统在具有长度ltot的1-D阵列的功率和噪声性能方面的定量比较。在一些实施例中，稀疏阵列可以包括在分布线的端部处的单个元件。在一些实施例中，密集阵列可以包括沿着阵列驱动分开λ/2的ndrv辐射器的放大器。
OTS与RFT的比较
在RFTS系统中，可以通过电线直接分布基准，而在利用OTS的系统中，可以用RF基准调制光载波。由于载波频率、传播介质和模式显著不同，这两种方法的损耗机制可能根本上不同。在RFTS系统中，网络损耗指数增加的主要贡献者可能是金属导体损耗和非理想信号分离器。另一方面，与光电二极管(PD)转换效率相比，利用OTS的系统可以提供实际上可忽略的网络损耗。超过一定的阵列大小，OTS的弱距离相关损耗可能优于RFT。下面，计算可以用于在芯片前端放大器的输出处提供预定集成相位噪声的功率。
在温度T下，具有噪声因子F的驱动放大器的归一化基底噪声或相位噪声功率谱密度(PSD)
Figure BDA0004105188440000091
与放大器输入功率Pchip通过下式相关：
Figure BDA0004105188440000092
芯片输入功率简单地为时钟源功率Psrc，由其效率ηsrc缩放，并由网络插入损耗Lnw衰减
Pchip＝Psrc·ηsrc·Lnw (2)
集成相位误差φrms取决于放大器带宽B，约为
Figure BDA0004105188440000093
对于给定的时钟频率fck，相位误差可以被转换为定时误差trms，因此时钟源功率可以被重写为
Figure BDA0004105188440000094
在一些实施例中，除了前端接收器之外，利用OTS方案的系统还可以采用效率为ηpd的PD。对于典型的距离，与PD损耗相比，线损耗可以忽略不计，因此驱动M个芯片的OTS线可以具有的功率耗散为
Figure BDA0004105188440000095
相比之下，RFTS系统可以包括使用功率分路器和线来分布其时钟信号。长度为ndrv·λ/2且损耗为αdB/m的传输线的插入损耗Lrf，随后是损耗为αspl dB的单个分路器，其可以表示为
Figure BDA0004105188440000096
驱动M个IC的1-D RFTS网络可以耗散
Figure BDA0004105188440000097
以便符合所需的集成相位噪声。这可以是具有以下和的几何级数：
Figure BDA0004105188440000101
图4A和图4B示出了几种常见RF材料中的Prfts与Pots之间的比较，以找到阵列大小(跨度)，超过该阵列大小，对于相同的集成噪声性能，利用OTS的系统从功率耗散角度来看是有利的。如所示的，阵列跨度超过该阵列跨度，RFTS功率耗散超过OTS功率耗散。图4A示出了在其端部具有一个元件的稀疏阵列的示例功率耗散。图4B示出了密集阵列的示例功率耗散。对于这些中的每一个，类似的前端放大器用于两种分布方法。对于利用OTS的系统，使用20％有效的光电二极管。对于RFTS系统，使用0.3dB的适度RF分路器损耗。此外，RF和光源效率分别在50％和30％之间，具有类似的参考频率和RF输出频率。
如图4A所示，在参考频率高于10GHz的稀疏阵列中，当与基于PCB的RFTS系统相比时，利用OTS的系统可以有利于长于1m的线，并且当与同轴线相比时，利用OTS的系统可以有利于长于6m的线。一个例外是具有异常低损耗的专用RF线。然而，它们比光纤重约两个数量级并且更昂贵。图4B示出了利用OTS的系统在与稀疏阵列类似的尺度下是有利的，因为将PD添加到阵列受益于线性增加激光源功率，而增加线的长度以指数方式增加所需的RF源功率。特别是对于高性能RF材料，RF功率分路器的级联损耗可能主导基础设施性能。
OTS和LFTS之间的比较
LFTS频率通常可以低于用于RFT的频率。如图3C所示，该设计将分布线分成通常在电学上显著短于参考波长的段。图5示出了示例LFTS网络段模型。每个段可以包括用于LFTS的集总元件。元件驱动器间隔取决于ndrv，并且通常可以独立于线缓冲器间隔lseg。最大LFTS时钟频率flfts可以被限制为大约与线段寄生元件相关联的谐振频率。flfts可以用段长度lseg以及CP和LS、每单位长度的并联电容和串联电感来表示，如下：
Figure BDA0004105188440000102
可以选择每个段的宽度，使得其电阻损耗RS和介电损耗GP可以忽略不计，并且可以使其长度足够短以将其视为集总电容器。然后，长度为ltot的线的LFTS时钟功率耗散可以通过下式计算：
Plfts≈flfts·ltot·CPV2 (10)
其中V是缓冲器电源电压。
图6A和图6B示出了利用OTS和LFTS的系统的比较。图6A示出了功率耗散的比较，而图6B示出了噪声比较。图6A比较了利用100MHz的LFTS和OTS的系统的功率耗散。对于50特性阻抗，大多数PCB和同轴材料可以近似地表现出100pF/m的每单位长度电容。在一些实施例中，由于与长度无关的功率耗散，对于稀疏阵列，利用OTS的系统可以远优于LFTS。然而，在利用OTS的系统中，功率耗散与PD的数量成比例，因此该优点可能随着阵列变得更密集而减小。对于噪声性能比较，可以估计nbuf。nbuf可以是级联抖动并向系统添加抖动的LFTS行缓冲器的所需数量。
Figure BDA0004105188440000111
段长度可以与时钟电波长相当，即使它们实际上可以短得多以便被认为是电容性负载。这样做可以避免排除谐振集总模型设计，尽管它们易于相位漂移，对于高Q线谐振器通常不能很好地缩放大小，并且不是常用的。考虑这种长段可能导致LFTS系统的过度乐观的抖动预测。分布线端部处的级联噪声可以是
Figure BDA0004105188440000112
假设每个缓冲器具有Nbuf的噪声并且缓冲器噪声源彼此独立。图6B示出了如果用于同步大的和/或远的阵列域，则仅LFTS方法如何呈现增长的噪声性能挑战。
在一些实施例中，利用OTS的系统可以是作为独立解决方案或在混合方案中对LFTS的良好补充。在一些实施例中，混合方案可以包括使用长距离光学时钟和局部电定时参考。在一些实施例中，利用OTS功能的系统可以实现为以低成本体CMOS工艺制造的单个相控阵发送器射频集成电路(RFIC)。RFIC可以在大小受限的室内应用和成本驱动的消费者市场中实现OTS的益处。
包括含有OTS的RFIC的实施例
图7示出了根据本发明的实施例的示例OTS相控阵发送器系统架构。OTS系统可以包括多个RF模块700，每个RF模块700可以包括CMOS RFIC 700a。在一些实施例中，可以存在具有28GHz频率范围内的RF输出的八个RF模块700，其与7GHz处的光学参考同步。这些CMOSRFIC 700a中的每一个可以接收共享光学定时信号710。这可以实现可以跨越长距离的大的和/或稀疏的阵列的构造。
RFIC 700a可以包括多个功能部分。前端(FE)接收器可以包括CMOS集成光电二极管(PD)702和注入锁定跨阻抗放大器(TIA)链704。CMOS集成PD 702可以在可见光波长范围附近操作。CMOS集成PD 702可以接收共享光定时信号710，共享光定时信号710可以用于同步每个RF模块700。TIA链704可以将光信号放大到1V电源数字电平。数字时钟信号可以被馈送到低噪声完全集成的合成器锁相环(PLL)706中。PLL 706可以具有低倍增比以生成和分布期望的输出RF频率。最后，可以缓冲和分布信号以驱动具有独立控制的相位幅度的八个TX通道708。TX通道708可以执行波束成形和数据传输。TX通道708可以通过天线710传送它们的信号。
包括模块化相控阵列构建块的实施例
图8A示出了根据本发明的实施例的作为完全组装的PCB 800的制造的相位阵列块。PCB 800可以包括RFIC芯片802，其可以实现如图7中所描述和示出的CMOS RFIC 702。RFIC芯片802可以电连接到天线804，天线804可以对应于结合图7描述的天线710。RFIC芯片802可以用于通过天线804输出信号。
图8B示出了根据本发明的实施例的示例性制造的RFIC芯片802的管芯照片。RFIC芯片802可以是包括结合图7描述的部件的单个集成电路(IC)。图7的重叠描述将适用于图8A至图8C，并且这些描述将不再重复。
图8C示出了根据本发明的实施例的光纤安装件的结构。RFIC芯片802可以倒装芯片接合到具有多个天线804的模块化PCB 800。多个天线804可以是八个天线。天线804可以分开0.6λ。天线804可以是28GHz发送贴片天线。模块化PCB 800的模块大小可以是1.2λ×2.4λ，以允许将模块化PCB 800均匀平铺到更大的阵列。图8C示出了光信号和芯片表面之间的界面。光纤804可以插入穿过PCB 800中的通孔806，通孔806与RFIC芯片802上的片上PD702对准并固定到刚性支撑件808。光纤可以是125μm厚。保持光纤支撑件808的头部810和底板812也可以用于将功率(power)和通信信号分布给其他阵列子模块。
虽然图8A至图8C示出了通过光纤共享光学定时信号的实施例，但是本领域技术人员将理解，也可以使用辐射激光束通过自由空间来同步相控天线子阵列。
PD的示例
图9示出了根据本发明的实施例的光电二极管设计的示意图的示例。光电二极管设计包括构成N++/P+结906的N++区902和P+区904。浅沟槽(ST)隔离908可以将N++触点910与P+触点912隔离。
图10A示出了在780nm处用约-25dBm输入功率测量的示例CMOS光电二极管响应度。波动可以反映源激光器的强度噪声。响应度在图10A中示出，并且在780nm处测量，780nm是由参考强度调制的光学波长。图10B示出了假设无限消光比，Pin＝9dBm，rs＝2且Q＝10的光电二极管储能噪声输出。虚线示出了100fs和20fs抖动
Figure BDA0004105188440000133
在一些实施例中，光电二极管在体CMOS中的完全集成可以提供到标准电子芯片的直接光学接口。由于定时信号的高频性质，将光学定时信号从光电二极管传输到电路的其余部分可能是低效的。因此，在体CMOS上包括光电二极管以具有执行接收光学定时信号并通过天线发送信号的功能的单个芯片可能是有利的。在一些实施例中，光电二极管可以通过一个或多个波导连接到电路的其余部分。如图9所示，集成光电二极管可以包括具有浅沟槽隔离(STI)保护环和深n阱(deep n-well)扩散电流块的三指n++/p阱二极管。在一些实施例中，在单音参考分布的情况下，PD电容可以与电感器谐振，电感器还可以向PD的阴极提供DC偏置。在图11A和图11B的说明书中进一步呈现了这些实施例中的说明书。
仅考虑光电二极管和谐振储能，两个主要噪声源可以是热噪声和散粒噪声。热噪声可以由集成电感器主导，集成电感器可以具有Q≈10。然而，在接近击穿的偏置电压下，散粒噪声可能显著大于热噪声，如图10B所示。
为了分析散粒噪声，McIntyre模型可能高估CMOS雪崩光电二极管(APD)中的雪崩噪声。然而，McIntyre模型可以是估计由APD生成的散粒噪声的上限的简单方式。在一些实施例中，可以用数值计算keff。参数keff可以与雪崩增益一起使用以确定过量噪声因子，由下式给出：
Figure BDA0004105188440000131
电感器并联电阻可以是近似的Q2·rs，其中rs可以是串联电阻，并且Q可以是电感器的品质因数。然后，省略光电二极管暗电流，相位噪声可以表示为
Figure BDA0004105188440000132
其中M是雪崩增益，R0是零偏置响应度，并且k是玻尔兹曼常数。使用图10B中的曲线图，可以确定在前端放大器的输入处实现特定抖动规格的反向偏置。
前端放大器的示例
图11A示出了根据本发明实施例的接收器调谐注入锁定跨阻抗放大器(TIL-TIA)的示意图。接收器TIA可以被配置为如(1)-(5)中指定的驱动LNA，或者被配置为调谐注入锁定TIA(TIL-TIA)，以有限的锁定范围为代价来提高FE灵敏度。图11B示出了与具有图8B的RFIC芯片布局的特写图像的图11A的示意图的对应关系。如图所示，TIL-TIA 1100可以连接到PD 1102。PD 1102阳极可以连接到反向偏置引脚Vr，其可以独立地设置为期望的反向偏置(例如，在发生击穿之前低至-9.5V)。TIL-TIA 1100还可以连接到电容器1104和电感器1106。有利地，电容器1104和电感器1106可以一起工作以产生注入锁定放大器，其可以仅实现调谐的振荡频率。电容器1104和电感器1106可以允许窄频率范围通过并且增加PD 1102在谐振频率下驱动电流的能力。
不受任何特定理论的限制，光电流可以通过电感器1106和电容器1104，其中它们仅允许非常窄的频率范围通过。电容器1104和电感器1106创建建立谐振行为的电路，其中能量在电感器中的存储和电容器中的存储之间振荡。如果仅存在电感器1106或电容器1104，则可以不发生谐振行为和/或能量将被电阻组件耗散。再次参考所示实施例，随着频率增加，电阻保持相对恒定，但是电容器1104的阻抗减小。这可以过滤从PD 1102出来的噪声。此外，这可以增加PD 1102以电路的谐振频率驱动电流的能力。PD 1102可以具有寄生电容。当仅与电容器1104组合时，PD 1102可以使用对电容器1104充电和放电的相当大量的功率。通过也包括电感器1106，由PD 1102生成的更多光电流被提供给TIL-TIA 1100。
参考可以进一步除以2至3.5GHz，这可以简化片上信号分布并且可以减少到第一调谐放大器的耦合。组合的TIL-TIA和分频器一起可以标称地从1V电源汲取9mA。
在一些实施例中，注入锁定放大器可以包括在后续PLL中。TIL-TIA 1100的相位噪声可以是其输出与注入信号的相位相比的短期随机相位偏差。可以看出，注入锁定振荡器对注入信号
Figure BDA0004105188440000141
的噪声和自激振荡
Figure BDA0004105188440000142
进行整形，类似于一阶PLL。TIL-TIA1100可以用于放大弱注入信号，因此在这种情况下，其输出相位噪声可以是
Figure BDA0004105188440000151
其中ωL是TIL-TIA锁定范围，Δω0是注入频率和TIL-TIA自激频率之间的差值。在(15)中，存在增加锁定范围和注入更接近TIL-TIA中心频率的信号对噪声环路带宽的可互换效果。
图12A示出了在注入下具有-128dBC的SNR基底的示例TIL-TIA噪声输出。图12B示出了作为TIL-TIA环路带宽的函数的组合VCO和源噪声的TIL-TIA噪声输出。图12A示出了TIL-TIA反馈环路如何对其输出噪声进行整形，而图12B示出了修改环路带宽如何影响输出噪声。可以使用典型CMOS LC振荡器的相位噪声曲线，以及在7GHz处SNR基底为-128dBc/Hz的信号源，当在50MHz SSB带宽上集成时对应于100fs的抖动。对于大致在参考和自由振荡噪声曲线的交点处选择的环路带宽，可以实现最佳噪声性能。然而，该带宽可以取决于注入强度。然而，这种约束可以通过随后的片上合成器来减轻，这可以进一步限制TIL-TIA噪声带宽。
图13A示出了带宽受限的TIL-TIA的示例噪声输出。图13B示出了限制噪声带宽对锁定范围(TIL-TIA带宽)灵敏度的影响的示例噪声输出。在图13A中，示出了以下形式的附加二阶低通滤波器：
Figure BDA0004105188440000152
整形TIL-TIA输出噪声。图13B示出了有限的后续PLL带宽如何可以显著放松对精确注入强度控制的要求；只要注入强度超过某一阈值，它就不应限制整个系统噪声性能。
图14A示出了在可变注入强度下的示例测量的TIL-TIA噪声输出。图14B示出了集成高达50MHz的示例测量的TIL-TIA噪声输出相对于锁定范围。注入锁定的滤波效果可以用独立的TIL-TIA测量，如图14A和图14B所示，其中清楚地证明了一阶滤波效果。由于电源噪声和测量电路中没有限幅机构，测量的自激振荡器的相位噪声形状可能与分析推导略有不同。
在一些实施例中，在注入锁定放大器中可能存在相位漂移。作为一阶反馈环路，TIL-TIA可以以恒定的相移跟踪输入信号。相位漂移可以被表征为由于影响集成电路的环境变化而导致的该相移的缓慢长期变化。如上所述，利用TIL-TIA意味着小注入。在这种情况下，LC注入锁定振荡器的恒定相位差θ0可以分别表示为自激频率ω0和注入频率ωinj的函数；输出和注入强度I0和Iinj的值；以及储能品质因子Q，使得
Figure BDA0004105188440000161
其中
Figure BDA0004105188440000162
是注入强度比。当在RF链中利用调谐放大器时，可能存在类似的效果，但是对于TIL-TIA，该情况可能会因因素1/∈而加剧。
在一些实施例中，这可以根据振荡器灵敏度和可允许的长期输出定时漂移来设置注入强度的下限。如果TIL-TIA驱动倍频器(例如PLL)，则其相位误差θtia,max可以除以与允许的PLL相位误差θout,max相比的乘法比N。因此，给定fout的PLL输出频率，θtia,max可以用允许的PLL输出定时漂移tout,max表示为
Figure BDA0004105188440000163
重写Δ＝(ω0-ωinj)/ω0并将(18)代入(17)
Figure BDA0004105188440000164
其中对于小角度sinθ0≈θ0。相反，Δω可以根据Δωt、频率漂移速率和允许的相位漂移周期tcor定义为
Δω≈Δωttcor (20)
在这种情况下，可以重新布置(19)以设置可以利用相位校正算法来维持可接受的长期漂移的频率的上限：
Figure BDA0004105188440000165
图15A示出了在可变注入强度下的示例性TIL-TIA噪声输出。图15A示出了在假设TIL-TIA具有Q＝10的情况下，针对100fs的最大输出相位漂移，可以如何使用(19)来估计作为针对不同分频比的归一化频率漂移的函数的最小注入比∈。在TIL-TIA之后使用低乘数PLL可以显著地减轻设计要求。图15B示出了集成高达50MHz的示例TIL-TIA噪声输出相对于锁定范围。在图15B中，(21)可以用于在相位估计算法可以用于校正TIL-TIA频率漂移之前估计最大允许时间间隔。在这种情况下，频率漂移可能主要由温度变化引起。温度可以以0.1℃/s的量级波动。未补偿的CMOS LC振荡器的温度频率漂移可以在100ppm/℃的量级上，这转化为10ppm/s的频率漂移。在一些实施例中，TIL-TIA可以以0.05-0.1的归一化注入强度操作。在一些实施例中，相位校正可以每几秒发生一次。在一些实施例中，漂移补偿技术可以用于进一步增加相位校正间隔。
低乘法器频率合成的示例
图16示出了根据本发明的实施例的PLL的示意图。PLL包括压控振荡器(VCO)1602和注入锁定分频器(ILFD)1604。PLL可以将频率从3.5GHz倍增到28GHz。PLL可以与接收器放大器共同设计，以将输出相位带宽限制为50MHz并减少与参考相关的抖动，同时保持VCO1602噪声足够低。PLL还可以包括真单相时钟(TSPC)分频器1606，其与电流模式逻辑(CML)分频器1608串联连接。CML分频器1608可以与ILFD 1604连接。
图17示出了根据本发明的实施例的结合图16描述的PLL的VCO 1602和第一级ILFD1604的示意图。图18A示出了根据本发明实施例的结合图16描述的PLL的TSPC分频器1606的触发器构建块示意图。图18B示出了根据本发明实施例的结合图16描述的PLL的CML分频器1608的触发器构建块示意图。由于高输出频率，ILFD 1604可以包括与VCO 1602控制电压依赖性匹配的频率范围，随后是CML分频器1606和TSPC分频器1608。
图19A示出了PLL测量的相位噪声的示例。图19B示出了在28GHz下PLL测量的整数杂散的示例。在一些实施例中，使用小的倍增比率可以实现147fs的低抖动性能，如图19A所示。在一些实施例中，低时钟乘数可以降低谐波锁定的风险，并且来自载波的参考杂散的大间隔可以有助于通过环路滤波器、调谐的RF路径和天线的带宽来抑制它们。PLL可以包括在载波以下的-77dB的功率的参考杂散，如图19B所示。不对称杂散测量可能是由于测量中的幅度噪声和/或不对称天线带宽，其也可以包括在测量中。改进的杂散音抑制可以减轻系统对频谱干扰电平的依从性。
TX通道的示例
图20示出了根据本发明实施例的具有吉尔伯特单元2002和多相滤波器2004的移相器示意图。图21示出了根据本发明的实施例的功率放大器的示意图。PLL输出可以由四个独立可编程的VGA缓冲，并路由到成对TX通道的象限。每个通道可以由一阶RC多相滤波器2004、矢量调制器和功率放大器(PA)组成，如图20和图21所示。VGA可以直接驱动两个无缓冲多相滤波器2004以降低功率耗散。这些之后是独立控制的矢量调制器，其可以兼作缓冲级以使通道之间的耦合最小化。
图22示出了使用(a)初始查找表和(b)快速搜索校准算法的示例移相器精度。可以使用快速搜索算法将矢量调制器校准到6位分辨率，相位(phase)和幅度(mag.)误差分别为2.3°和0.9％rms。图23示出了示例功率放大器(a)小信号归一化增益和(b)输出功率和漏极效率(drain efficiency)。每个移相器可以驱动两级功率放大器，其输出-1dB带宽约为1GHz，输出功率在28GHz处大于+12dBm，并且漏极效率为23％。来自芯片的总输出功率可以大于来自1V电源的+21dBm。输出功率放大器级可以以线性或开关模式工作，并且可以具有添加在驱动晶体管和共源共栅之间的串联电感器，以便对准输出电压和电流波形，这略微增加了漏极效率。
示例系统架构
图24示出了根据本发明的实施例的单个光学同步RFIC模块的示例性系统架构。可以定量地评估系统架构，并且表征其子块。单个发送器子模块可以组装在小的消声空间中。RF信号发生器2402可以通过调制器2406调制激光源2404，调制器2406通过光纤2410将时钟参考分布给相控阵发送器2408。RF信号发生器2402可以输出7GHz信号。已经考虑了用于在光电二极管处生成RF参考的其他方法，诸如使用直接调制激光器、两个激光器的拍频输出、光电振荡器或光频梳。然而，这些其他方法可能对当前可用的现成硬件施加噪声、成本和/或可用性挑战。窄耗尽区可以指示短波长的使用，短波长可以通过硬件可用性被限制为最低780nm以用于输出功率要求。频谱分析仪2412可以包括矢量信号分析能力，并且用作远程接收器。远程接收器可以距离RFIC约40cm以记录其远场辐射图案。
单模块光学同步
图25A示出了光学同步RFIC模块的示例输出。RFIC输出信号频谱可以在28GHz。图25B示出了具有光学参考的示例系统相位噪声。图25A和图25B中的测量可以利用集成CMOSPD来执行。与图19A和图19B的测量相比，所测量的系统定时抖动可能由于各种因素(诸如激光源的有限性能和光调制器的有限消光比)而劣化。测量的28GHz RF信号还可以包括附加的幅度噪声，这是由于在频谱分析仪输入处不存在幅度限制机制。图26示出了光学同步RFIC模块的各种光束转向。在一些实施例中，CMOS PD可以安装在RFIC旁边。在一些实施例中，PD可以如图8A至图8C所示被集成。在一些实现中，光学同步阵列的光束转向能力可具有0°至±45°的对称辐射图案。
数据传输
图27A示出了16-QAM调制信号的示例OTS无线传输。图27B示出了32-QAM调制信号的示例OTS无线传输。通过阵列传输16-QAM和32-QAM调制数据流可以通过对IQ移相器转向角进行编程来实现。一些实施例可以包括单个输出通道，以便使用在FPGA上实现的伪随机定制逻辑状态机来最小化多径反射。数据速率可能受到串行接口编程速度的限制，但是芯片的输出带宽大于1GHz并且可以支持高得多的数据速率。图27A和图27B示出了由信号分析仪测量的接收信号的原始测量。误差矢量幅度(EVM)可以包括使用矢量调制器生成的确定性不完美星座的影响。
同步两个远程相控阵
图28示出了根据本发明的实施例的两个RFIC模块的示例性光学同步。OTS用于同步两个电气上远离的阵列模块2802。两个相控阵列模块2802通过携带来自激光源2806的相同光信号的两个光纤2804同步，如图28所示。每个模块2802上的单个天线被激活，这导致来自每个芯片的不同接收功率，因为模块2802未与接收器2808相同地对准。仅激活一个元件可以允许可靠地扫描一个模块2802相对于另一个模块的相位设置。
图29A至图29D示出了各种两芯片(chip)相位相干性测量。可以通过控制PD反向偏置电压来改变锁定范围。图29A至图29D示出了模块确实是同步的，它们的接收信号可以相干地相加或相减，并且在随时间漂移方面的相位相干性的质量取决于由(21)预测的注入强度(锁定范围)。对于慢采样间隔处的非常窄的锁定范围(图29A)，相干相加遭受显著的相位漂移，直到最终源之一失去锁定。随着注入强度增加和测量时间缩短，信号添加非常接近地遵循预期的正弦图案(图29D)。在第二次测量中，每个模块中的一半阵列元件被接通并朝向接收器转向，因此接收到的信号具有相似的幅度。
图30A至图30D示出了结合图28描述的两个模块2802的光学同步。图30A示出了在-29.25dBm处的第一模块2802峰值功率。图30B示出了在-28.90dBm处的第二模块2802峰值功率。图30C示出了-24.11dBm处的组合峰值功率，展示了两个模块2802输出的相干相加。图30D示出了归一化功率与由单个RFIC模块2802辐射的有源元件的数量的关系。一旦两个芯片同时操作，接收功率的相干增加可与单个模块接收的总功率相当，其中其所有阵列元件被宽边转向。
一些实施例包括在体CMOS工艺中设计和测量完全集成的OTS系统。进行OTS系统的益处的定量分析和估计。在一些实施例中，可以提供具有波束转向、远程模块同步和数据传输能力的光学同步28GHz相控阵发送器。OTS在低成本CMOS中的实现可以实现阵列在大批量、轻量、低成本和大跨度商业应用中的缩放。OTS可以减少同步基础设施的质量、成本和损耗。OTS可以提供传统高频时钟方案的替代方案。
等同原则
虽然上述说明书包含本发明的许多具体实施例，但是这些实施例不应被解释为对本发明的范围的限制，而是作为其一个实施例的示例。因此，应当理解，在不脱离本发明的范围和精神的情况下，本发明可以以不同于具体描述的方式实施。因此，本发明的实施例在所有方面都应被认为是说明性的而非限制性的。因此，本发明的范围不应由所示实施例确定，而是由所附权利要求及其等同物确定。

Claims (31)

1.一种相控天线阵列，包括：
光学定时源；以及
多个子阵列，被配置为发送信号，其中每个子阵列包括：
集成电路；
由所述集成电路控制的至少一个天线元件；
光电二极管，被配置为从所述光学定时源接收共享光学定时信号并生成定时信息信号；
放大器，被配置为从所述光电二极管接收所述定时信息信号；以及
锁相环，连接到所述放大器并且被配置为生成电子同步信号，所述电子同步信号被分布到一个或多个通道。
2.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中每个通道连接到被配置为广播所述信号的天线。
3.根据权利要求2所述的相控天线阵列，其中所述天线位于模块化印刷电路板上，并且所述集成电路是接合到所述模块化印刷电路板的倒装芯片。
4.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中每个子阵列还包括与所述光电二极管并联连接的谐振电路。
5.根据权利要求4所述的相控天线阵列，其中所述谐振电路包括电感器和电容器，其建立谐振行为，其中能量在所述电感器中的存储与所述电容器中的存储之间振荡。
6.根据权利要求4所述的相控天线阵列，其中所述电容器、电感器和光电二极管都直接连接到所述放大器。
7.根据权利要求4所述的相控天线阵列，其中所述谐振电路产生注入锁定放大器。
8.根据权利要求4所述的相控天线阵列，其中所述电容器和所述电感器位于所述集成电路上。
9.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述集成电路包括所述光电二极管。
10.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述集成电路包括所述放大器。
11.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述集成电路包括所述锁相环。
12.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述集成电路包括所述光电二极管、所述放大器和所述锁相环。
13.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中使用光纤或使用激光束通过自由空间将所述共享光学定时信号分布给每个光电二极管。
14.根据权利要求13所述的相控天线阵列，其中所述光纤通过光纤保持器保持就位，所述光纤保持器保持所述光纤的输出与所述光电二极管光学连接。
15.根据权利要求14所述的相控天线阵列，其中所述光纤通过模块化印刷电路板中的通孔与所述光电二极管光学连接。
16.根据权利要求15所述的相控天线阵列，其中所述光纤保持器通过刚性地连接到头部的底板保持就位。
17.根据权利要求16所述的相控天线阵列，其中所述头部支撑所述模块化印刷电路板。
18.根据权利要求17所述的相控天线阵列，其中所述头部和所述底板将功率和通信信号分布给所述模块。
19.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述一个或多个通道执行波束成形和/或数据传输。
20.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述一个或多个通道具有独立控制的相位幅度。
21.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中相邻模块被间隔开以创建稀疏阵列。
22.根据权利要求1所述的相控天线阵列，其中所述光电二极管包括：
N阱；
P阱，与所述N阱电连接以形成PN结；
N阱触点，与所述N阱电连接；以及
P阱触点，与所述P阱电连接，
其中所述N阱触点和P阱触点通过浅沟槽隔离分开。
23.一种相控天线阵列，包括：
光学同步源；以及
多个子阵列，
其中每个子阵列：
从所述光学同步源接收光定时信息，
基于从所述光学同步源接收的所述光学定时信息生成电定时信息，以及
向多个天线元件提供电气定时信息。
24.根据权利要求23所述的相控天线阵列，其中每个子阵列包括一个或多个通道，每个通道控制天线。
25.根据权利要求24所述的相控天线阵列，其中所述一个或多个通道执行波束成形和/或数据传输。
26.一种光学同步集成电路，包括：
光电二极管，被配置为接收共享光学定时信号并生成定时信息信号；
放大器，被配置为从所述光电二极管接收所述定时信息信号；以及
锁相环，连接到所述放大器并且被配置为生成电子同步信号，所述电子同步信号被分布到一个或多个通道。
27.根据权利要求26所述的光学同步集成电路，其中每个通道连接到被配置为广播所述信号的天线。
28.根据权利要求26所述的光学同步集成电路，还包括与光电二极管并联连接的谐振电路。
29.根据权利要求28所述的光学同步集成电路，其中所述谐振电路包括电感器和电容器，其建立谐振行为，其中能量在所述电感器中的存储和所述电容器中的存储之间振荡。
30.根据权利要求29所述的光学同步集成电路，其中所述电容器、电感器和光电二极管都直接连接到所述放大器。
31.根据权利要求26所述的光学同步集成电路，其中所述光电二极管包括：
N阱；
P阱，与所述N阱电连接以形成PN结；
N阱触点，与所述N阱电连接；以及
P阱触点，与所述P阱电连接，
其中所述N阱触点和P阱触点通过浅沟槽隔离分开。
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