CN116032182A - 一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，属于电机功率驱动领域，包括：模拟运算模块、数字计算模块、开关功率模块、输出滤波模块、电流传感模块；模拟运算模块全部由模拟电路实现，其接收两相电流指令、电流传感模块输出的两相电流检测信号，进行电流控制运算得到两相电压控制指令；数字计算模块采集两相电压控制指令，进行坐标变换及SVPWM调制，输出六路PWM信号驱动开关功率模块；滤波器模块对开关功率模块的输出进行滤波，并通过主被动复合阻尼降低滤波器谐振。本发明采用数模混合控制，能减少控制计算延时并提高计算精度，实现高频开关功率变换；采用主被动复合阻尼的输出滤波，能够大幅衰减电流噪声并保持电流环稳定。

Description

一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统
技术领域
本发明属于电机功率驱动领域，更具体地，涉及一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统。
背景技术
应用在精密运动领域的三相电机系统，需要具有高定位精度、高速度、高加速度等特点。这一类电机系统中，采用高带宽高精度的电流控制能够直接影响电机的出力，配合速度、位置环的多环路控制，能够实现较好的位控效果，因此电机系统中的电流环控制是决定运动精度的关键。
经由线性功率元件实现的电流环，输出电流噪声低且环路带宽普遍较高，是当前高精度定位平台的首选。但线性元件的热耗高，无法满足高效率和高功率。开关功率驱动器能够实现高效率、高功率输出，其功率器件体积小、热耗低，但开关动作却引起信号保真度下降、电流纹波、带宽降低等问题。通过提高开关频率能够有效降低电流纹波、提高带宽上限，但在多相电机中，电流控制、采样和电流解耦运算量大，数字计算芯片负担大，调制频率普遍不高。
为了降低功率驱动输出的电流噪声，在功率输出侧布置低通滤波器能够滤除输出电压中高于截止频率的多数高次谐波，并且截止频率越低时，高频率的谐波、噪声滤除效果越好。但选择较低的截止频率，滤波器的谐振将会限制电流驱动器的带宽，甚至破坏系统的稳定性。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其目的在于，实现一种在高开关频率下输出低噪电流的三相电流驱动器。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，包括：模拟运算电路模块、数字计算模块、功率驱动模块、滤波器模块以及电流反馈模块；
模拟运算电路模块，其第一输入端用于接收两相电流指令(IA,IB)，其第二输入端连接至电流反馈模块的第一输出端，其第三输入端连接至滤波器模块的第一输出端，其用于计算两相电流指令(IA,IB)与电流反馈模块输出的两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)的偏差，并对该偏差进行PI运算后，与滤波器模块输出的滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)相加，得到两相电压控制信号(UA,UB)；
数字计算模块，其第一输入端连接至模拟运算电路模块的输出端，其用于将两相电压控制信号(UA,UB)转换为数字信号后进行坐标变换和SVPWM调制，产生用于驱动U、V、W三相的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)；
功率驱动模块，其输入端连接至数字计算模块的输出端，其用于将六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)转换为间断的三相高压信号(U0,V0,W0)；
滤波器模块，其第一输入端连接至功率驱动模块的输出端，其用于对间断的三相高压信号(U0,V0,W0)进行低通滤波和共模滤波后，产生电机的三相输入电压(UI,VI,WI)，并经其第一输出端引出两相阻尼电阻电压作为两滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)，经其第二输出端输出低通滤波后的两相电压(UHI,VHI)；
电流传感模块，其第一输入端连接至滤波器模块的第二输出端，其用于实时检测电机运行过程中的两相电流，作为两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)。
进一步地，滤波器模块包含三个二阶LC滤波器，分别用于对间断的三相高压信号(U0,V0,W0)中的U相高压信号U0、V相高压信号V0和W相高压信号W0进行低通滤波；并且每一个二阶LC滤波器的滤波电容支路中，串联有并联的两个电阻；
三个二阶LC滤波器的输入端共同构成滤波器模块的第一输入端，U、V相二阶LC滤波器中电容与电阻的连接端引出后共同构成滤波器模块的第一输出端，U、V相二阶LC滤波器的输出端共同构成滤波器模块的第二输出端。
进一步地，数字计算模块，还用于生成与电流传感模块的电流传感信号漂移相对应的漂移补偿信号(UHC,VHC)，经其第二输出端输出；
并且，电流传感模块包括两个传感支路；传感支路包括：霍尔传感器、采样电路和第一运算放大器以及补偿叠加电路；传感支路中的霍尔传感器采用串联方法接入电流输出回路，经由UHI、VHI流入霍尔传感器，由UHO、VHO流出霍尔传感器，实现电机的A相电流和B相电流的实时检测，得到电流反馈信号IAFB和电流反馈信号IBFB；
霍尔传感器，其主边输入端串联在电路输入回路；
采样电路，其输入端连接至霍尔传感器的副边输出端，其用于将霍尔传感器副边输出的电流进行电压转换，输出采样电压；
第一运算放大器，其反相输入端连接至采样电路的输出端，其同相输入端接地，其用于对采样电压进行增益调整；
补偿叠加电路，其第一输入端连接至第一运算放大器的输出端，第二输入端连接至所述数字计算模块的第二输出端，其用于将第一输入端的传感器测量信号与第二输入端的传感器漂移补偿信号相加，产生对应相的电流反馈信号；
两个传感支路的霍尔传感器的主边输入端共同构成电流传感模块的第一输入端，两个传感支路的补偿叠加电路的输出端共同构成电流传感模块的第一输出端。
进一步地，两个传感支路的采样电路的输出端共同构成电流传感模块的第二输出端，并且数字计算模块的第二输入端连接至电流传感模块的第二输出端；
数字计算模块，还用于在电机运行之前，将电流传感模块输出的两相采样电压(ULEM,VLEM)转换为对应的漂移补偿信号(UHC,VHC)，经其第二输出端输出；
两个传感支路的补偿叠加电路的第二输入端共同构成电流传感模块的第二输入端；电流传感模块的第二输入端连接至数字计算模块的第二输出端。
进一步地，数字计算模块包括：多通道模数转换芯片，多通道数模转换芯片，以及数字控制芯片；
多通道模数转换芯片，其第一模拟信号输入端和第二模拟信号输入端共同构成数字计算模块的第一输入端，分别用于输入两相电压控制信号(UA,UB)中的UA和UB，其第三模拟信号输入端和第四模拟信号输入端共同构成数字计算模块的第二输入端，分别用于输入两相采样电压(ULEM,VLEM)中的ULEM和VLEM；
数字控制芯片，其数字信号输入端连接至多通道模数转换芯片的数字信号输出端，其模数转换控制端连接至多通道模数转换芯片的控制信号输入端，其用于将两相电压控制信号(UA,UB)转换为数字信号后进行坐标变换和SVPWM调制，产生用于驱动U、V、W三相的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)，以及将电流传感模块输出的两相采样电压(ULEM,VLEM)作为电流传感信号漂移，生成对应的补偿信号；数字控制芯片的PWM信号输出端共同构成数字计算模块的第一输出端；
多通道数模转换模块，其控制信号输入端连接至数字控制芯片的数模转换控制端，其数字信号输入端连接至数字控制芯片的数字信号输出端，其用于将两相采样电压(ULEM,VLEM)对应的补偿信号转换模拟信号，得到漂移补偿信号(UHC,VHC)，分别经其第一模拟信号输出端和第二模拟信号输出端输出；多通道数模转换模块的第一模拟信号输出端和第二模拟信号输出端共同构成数字计算模块的第二输出端。
进一步地，两个传感支路的霍尔传感器的主边输出端共同构成电流传感模块的第三输出端；
滤波器模块还包括共模滤波器；共模滤波器的第一输入端和第二输入端共同作为滤波器模块的第二输入端，滤波器模块的第二输入端连接至电流传感模块的第三输出端；共模滤波器的第三输入端用于连接至W相二阶LC滤波器的输出端；共模滤波器用于对经过低通滤波后的电压进行共模滤波，产生电机的三相输入电压(UI,VI,WI)。
进一步地，模拟电路运算模块包括两个模拟运算支路，分别用于对A、B两相信号进行处理；
模拟运算支路包括：第二运算放大器、第三运算放大器、PI调节电路、第四运算放大器、第五运算放大器、第六运算放大器以及跟随器；
第二运算放大器，其反相输入端用于输入相电流反馈信号，其同相输入端用于输入相电流指令，其用于计算相电流指令与相电流反馈信号的偏差，并对偏差进行放大；
第三运算放大器，其反相输入端连接至第三运算放大器的输出端，其同相输入端接地，其用于对第二运算放大器输出的电流偏差信号进行放大；
PI调节电路，其输入端连接至第三运算放大器的输出端，其用于对第三运算放大器输出的电流信号进行PI运算，得到中间电压信号；
第四运算放大器，其反相输入端连接至PI调节电路的输出端，其同相输入端接地，其用于对中间电压信号进行放大；
第五运算放大器，其反相输入端用于输入滤波支路电压反馈信号，其同相输入端接地，其用于对滤波支路电压反馈信号进行放大；
第五运算放大器的输出端与第四运算放大器的输出端相连后连接第六运算放大器的反相输入端，第六运算放大器的同相输入端接地，第六运算放大器用于对中间电压信号和滤波支路电压反馈信号之和进行幅值调整；
跟随器，其输入端连接至第六运算放大器的输出端，其用于将第六运算放大器输出的电压信号输出，得到相电压控制信号；
模拟运算电路模块中，两个第二运算放大器的反相输入端共同构成模拟电路运算模块的第一输入端，两个运算放大器的同相输入端共同构成模拟电路运算模块的第二输入端，两个第五运算模块的反相输入端共同构成模拟电路运算模块的第三输入端，两个跟随器的输出端共同构成模拟运算电路的输出端。
进一步地，功率驱动模块包括：一个线驱动缓存芯片、三组光耦芯片以及一个三相H桥电路；
线驱动缓存芯片，其六个输入端共同构成功率驱动模块的输入端，分别用于输入数字信号计算模块输出的六路PWM信号；线驱动缓存芯片用于，提高PWM信号的扇出能力，并输出六路稳定PWM信号(UP,UN,VP,VN,WP,WN)；
三组光耦芯片分别用于将六路稳定PWM信号(UP,UN,VP,VN,WP,WN)中的U、V、W三相信号转换为用于驱动三相H桥电路中对应相上、下桥MOS管的栅极控制信号，并输入至对对应开关管的栅极；
三相H桥电路用于在光耦芯片输出的栅极控制信号的作用下，实现PWM信号的功率放大，通过三相桥臂中点输出间断的三相高压信号(U0,V0,W0)；三相桥臂中点共同构成功率驱动模块的输出端。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明提供的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，直接以相电流为输入信号，而不是以电机转速和位置为输入信号，因此，不需要引入对电机转速和位置的测量，并且由于电流与电机出力关系较为明确，本发明可通过电流控制有效实现对电机出力的控制。在以电流和电压为输入信号的基础上，本发明利用模拟运算电路完成相电压控制信号的计算，并利用数字计算模块实现SVPWM调制，由此实现了模拟运算电路和数字计算调制混合的电流控制，通过将PI运算等耗时较长的运算从数字控制模块转移到模拟运算电路中，节省了大量的计算时间，提高计算精度，从而有利于实现更高的开关频率和更好的电流噪声控制。
(2)本发明提供的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，通过从滤波器模块中引出阻尼电阻电压作为两相滤波支路电压反馈信号作为模拟运算电路的输入信号，为滤波器模块附加了主动阻尼，在其优选方案中，进一步通过在二阶LC滤波器的滤波电容支路中，串联相互并联的两个电阻，为滤波器模块附加了被动阻尼，实现了主、被动复合的阻尼调节方式，通过这种方式调节滤波器模块的阻尼，能够降低谐振峰峰值，降低电流谐振噪声，减少了由于滤波器谐振对控制环路稳定性的破坏，为整个系统提供额外的幅值裕度，提高系统的稳定性；此外，由于抑制了谐振峰峰值，因此能够选取更低的滤波器截止频率以获得更好的电流噪声抑制效果，缓解了控制带宽和滤波器截止频率的相互冲突，有利于控制带宽的延展。
(3)在电机运行之前，电流传感模块输出的两相采样电压反映了电流传感模块中由于温度、硬件等因素引起的电流传感信号漂移；在本发明的优选方案中，将电流传感模块输出的两相采样电压输入至数字计算模块，由数字计算模块在电机运行之前根据该电流传感信号漂移生成对应的漂移补偿信号，并输入至电流传感模块，由电流传感模块利用该漂移补偿信号对相电流反馈信号中的漂移进行补偿，有效提高了电流传感模块的传感精度，进一步提高了整个电流控制的精度。
附图说明
图1为本发明实施例提供的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统框图；
图2为本发明实施例提供的模拟电路运算模块示意图；
图3为本发明实施例提供的数字计算模块示意图；
图4为本发明实施例提供的功率驱动模块示意图；
图5为本发明实施例提供的滤波器模块示意图；
图6为本发明实施例提供的滤波器主、被动复合阻尼原理图；
图7为本发明实施例提供的滤波器主、被动复合阻尼频率响应；
图8为本发明实施例提供的电流传感模块示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
为了实现一种在高开关频率下输出低噪电流的三相电流驱动器，本发明提供了一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其整体思路在于：采用模拟运算与数字计算混合控制，以减少了控制延时并提高计算精度，有利于采取数十万赫兹以上高频开关功率变换以提高响应速度及减小电流纹波；在此基础上，进一步采用主、被动复合的阻尼调节方法对滤波器的阻尼进行调节，有利于在减小电流噪声的同时保持电流环稳定，进一步提高三相交流电机的带宽、低噪声电流控制的效果。
在本发明的一个实施例中，提供三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统如图1所示，包括：模拟运算电路模块、数字计算模块、功率驱动模块、滤波器模块以及电流反馈模块；
模拟运算电路模块，其第一输入端用于接收两相电流指令(IA,IB)，其第二输入端连接至电流反馈模块的第一输出端，其第三输入端连接至滤波器模块的第一输出端，其用于计算两相电流指令(IA,IB)与电流反馈模块输出的两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)的偏差，并对该偏差进行PI运算后，与滤波器模块输出的两相滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)相加，得到两相电压控制信号(UA,UB)；
数字计算模块，其第一输入端连接至模拟运算电路模块的输出端，其用于将两相电压控制信号(UA,UB)转换为数字信号后进行坐标变换和SVPWM调制，产生用于驱动U、V、W三相的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)；
功率驱动模块，其输入端连接至数字计算模块的输出端，其用于将六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)转换为间断的三相高压信号(U0,V0,W0)；
滤波器模块，其第一输入端连接至功率驱动模块的输出端，其用于对间断的三相高压信号(U0,V0,W0)进行低通滤波和共模滤波后，产生电机的三相输入电压(UI,VI,WI)，并经其第一输出端引出两相阻尼电阻电压作为滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)，经其第二输出端输出低通滤波后的两相电压(UHI,VHI)；
电流传感模块，其第一输入端连接至滤波器模块的第二输出端，其用于实时检测电机运行过程中的两相电流，作为两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)。
容易理解的是，在电源上用A、B、C来标相序，U、V、W是用电器(负载)线圈的首端，也就是接电源的一端的接线端号。对应关系是A接U，B接V，C接W。
本实施例提供的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，直接以相电流、相电压信号为输入信号，而不是以电机转速和位置为输入信号，因此，不需要引入对电机转速和位置的测量，并且由于电流与电机出力关系较为明确，本发明可通过电流控制有效实现对电机出力的控制。
以下结合附图对各个模块的具体实现做详细的解释说明。
如图2所示，模拟运算电路模块由模拟运算放大器及其辅助电路构成，其具体包括两个模拟运算支路，分别用于对A、B两相信号进行处理；以处理A相信号的支路为例，其包括：运算放大器U1、运算放大器U2、PI调节电路、运算放大器U4、运算放大器U7、运算放大器U6以及跟随器U5；各器件的连接关系如下：
运算放大器U1，其反相输入端用于输入相电流反馈信号IAFB，其同相输入端用于输入相电流指令IA；
运算放大器U2，其反相输入端连接至运算放大器U1的输出端，其同相输入端接地；
PI调节电路，其主体部分包括运算放大器U3，运算放大器U3的反相输入端作为PI调节电路的输入端，运算放大器U3的同相输入端接地，运算放大器U3的输出端作为PI调节电路的输出端；
运算放大器U4，其反相输入端连接至PI调节电路的输出端，其同相输入端接地；
运算放大器U7，其反相输入端用于输入滤波支路电压反馈信号UAF，其同相输入端接地，其输出端与运算放大器U4的输出端相连后连接运算放大器U6的反相输入端；运算放大器U6的同相输入端接地；
跟随器U5，其反相输入端连接至运算放大器U6的输出端，其同相输入端接地；
相电流指令IA由位控系统等上位系统完成计算，输入模拟运算电路模块中对应的模拟运算支路后，在运算放大器U1中与电流反馈信号IAFB做差产生偏差信号，U1是一类采用独立电阻R3进行增益K1调节的低成本、高精度的仪器放大器如AD620。产生的偏差信号在运算放大器U2中做第二级放大，放大倍数K2由电阻R4和R9的比值决定。随后信号在第三级的运算放大器U3中做PI调节，该PI调节电路采用一个PI环节与放大环节并联的方式，该级放大传递函数为：
Figure BDA0004016803870000111
其中，C1表示积分电容值，s表示频域响应中的复变量。
控制信号在第四级的运算放大器U4中做信号调整，调整增益K4由电阻R6和R12的比值决定。
控制信号在第五级的运算放大器U6中与滤波支路电压反馈信号UAF相加，UAF在运算放大器U7中已经做预置处理，其预置放大倍数K7由R20和R19的比值决定。同时在U6中，控制信号与滤波支路电压反馈信号UAF完成了数模转换前的信号幅值调整，使其信号范围处于数模转换的采样有效幅值内，最终通过输入跟随器U5产生相电压控制信号UA。
该模块的整体传递函数为：
Figure BDA0004016803870000112
该模块中采用较多的模拟运算放大器，为了减少器件数量和设计复杂度，可选用一类多路封装的运算放大器IC如OPA4130。另一相电流控制的模拟运算支路的具体实施方式与上述相同，最终产生相电压控制信号UB。
完成模拟运算后，相电压控制信号UA进入数字计算模块中。
如图3所示，数字计算模块，由一多通道模数转换芯片U15、一数字控制芯片U16、一多通道数模转换芯片U17及辅助电路构成。其中模数转换芯片用于将模拟的相电压控制信号(UA、UB)转换为数字信号，作为数字控制芯片的输入；数模转换芯片用于补偿电流传感模块中霍尔传感器产生的温漂；数字控制芯片用于控制多通道模数转换芯片的数据采集和多通道数模转换芯片的输出补偿，并将采集获得的数字相电压控制信号进行坐标转换和SVPWM调制，产生六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)，作为功率驱动模块的输入；多通道数模转换芯片输出的补偿信号，则被输入至电流传感模块中，对相电流反馈信号中的漂移进行补偿。具体地，数字控制芯片U16在初始化时，不仅需要对各项电源输入、硬件状态进行检测，还需要在无功率流通的初始状态下采集电流传感器及其采样电路由于温度、硬件等因素引起的电流传感信号漂移ULEM、VLEM，随后控制多通道数模转换芯片U17输出与其相反的补偿信号UHC、VHC。电机进入正常运行时，数字控制芯片U16实施三个计算工作：
首先，采用最高速数字频率计数SVPWM载波，在载波技术开始时向模数转换芯片U15发送采样开始信号，开始采样相电压控制信号(例如A相电压控制信号UA)，并在完成采样后，由数字控制芯片U16读取采样值，并在载波计数结束前完成坐标变换和SVPWM的调制；SVPWM调制完成后，会生成六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)，其中，(U+,U-)用于驱动U相，(V+,V-)用于驱动V相，(W+,W-)用于驱动W相；
其次，在保证SVPWM调制不被打断的同时，接收电路中的状态保护信号并作出响应；
以及，与上位机通讯交换控制状态信息。
后两项工作相比SVPWM调制具有更长的工作周期，因此其计算处理优先级低于SVPWM调制和控制信号采样。数字控制芯片U16应采用具有较高基频的数字计算芯片如TMS320F2812或者STM32F4系列，其中STM32F4的最高PWM计数频率能够采用168MHz的主频进行PWM计数，并具有丰富的IO和片内AD和DA，能够减少对U15的采样通道要求来换取更高速的采样速率，而且不需要使用额外的多通道数模转换芯片U17。
多通道模数转换芯片U15是一类具有至少2个同步采集通道，且分辨率不低于12位，单通道采样速率不低于200kHz的多通道高分辨率高采样率AD转换芯片，如ADS8556，是一种16位6通道的模数转换芯片，其采样速率高达630kHz。
本实施例利用模拟运算电路完成相电压控制信号的计算，并利用数字计算模块实现SVPWM调制，由此实现了模拟运算电路和数字计算调制混合的电流控制，通过将PI运算等耗时较长的运算从数字控制模块转移到模拟运算电路中，能够节省计算时间，提高计算精度，从而有利于高频开关的实现，同时，避免了对电流直接进行数模转换而引入的电流噪声，在高频开关下，电流噪声能够得到及时抑制，因此，本实施例还能够有效抑制电流噪声。
数字计算模块进行SVPWM调制生成的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)，会输入至功率驱动模块中。
如图4所示，功率驱动模块，由一个线驱动缓存芯片U21，三组隔离光耦芯片(U18～U24)，一个三相H桥电路及其辅助电路构成，其中线驱动缓存芯片用于稳定PWM信号，提高数字控制芯片输出的低压PWM信号的扇出能力；
隔离光耦用于隔离高、低压PWM信号，实现低压PWM到栅极控制信号的转换；三组光耦芯片中U18和U19分别产生驱动U相上、下桥MOS管的栅极控制信号UHG和ULG，U20和U22负责V相，U23和U24负责W相，当同组的一个光耦导通时高压端输出栅极开通电压VP，反之输出栅极关断电压VN，而同组另一个光耦输出电压则与其相反。从主控芯片U16输出的PWM本身就具有调制死区，通过光耦的布置进一步降低误导通的风险；经过转换之后，六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)被转换为用于驱动三相H桥电路中三相上、下桥臂开关的六个开关信号(UHG,ULO,VHG,VLO,WHG,WLO)；
三相H桥电路的功率器件采用MOS管，具有高耐压、高开关频率和低导通损耗的优点，并在每个MOS管的源漏极并联RC支路用来减小开关振荡。线驱动器和缓存芯片如SN74HC541，在3-5V的输出电压下有较好的线驱动电流输出能力，且对信号响应快、延迟小。应用在上下桥臂的光耦隔离芯片选用不同，本发明具体实施中采用了W347为上桥臂光耦隔离而ACPL-330为下桥臂的组合，两者都具有1-2A的电流输出能力，输出延迟和失真都在ns级，而且ACPL-330具有故障保护的检测输出，能够进一步实现驱动器智能。
三相H桥电路在开关信号(UHG,ULO,VHG,VLO,WHG,WLO)的作用下实现PWM信号的功率放大，输出间断的三相高压信号(U0、V0、W0)，作为滤波器模块的输入。
如图5所示，滤波器模块由三组LC滤波电路及共模滤波器组成，用于滤除输出电压(U0、V0、W0)中高于滤波器截止频率的电压谐波和噪声，引出滤波支路的阻尼电阻电压作为反馈补偿输出到模拟运算电路模块，经低通滤波的电压作为电流传感模块和电机的输入。
以U相为例，滤波器主要器件为功率滤波电感L1，滤波电容C11，被动阻尼电阻串联在滤波电容支路上，为两电阻R51、R52并联；
该模块的设计流程为由开关频率FPWM和带宽FL确定滤波器截止频率FLC，如：
(2～3)*FL＜FLC＜FPWM/5～10
其中功率滤波电感感值的选取需要综合考虑电感感值、体积和通流能力，再根据截止频率和滤波电感值确定滤波电容参数。
本实施例中，LC滤波电路具体为二阶LC滤波器；采用二阶LC滤波器，能够降低电流输出噪声，但其在截止频率处的谐振，容易出现稳定性问题；针对这一问题，本实施例采用了主、被动复合的阻尼调节方式对滤波器阻尼进行调节，具体来说，通过从滤波器模块中引出阻尼电阻电压作为两相滤波支路电压反馈信号作为模拟运算电路的输入信号，为滤波器模块附加了主动阻尼，如图5所示，进一步通过在二阶LC滤波器的滤波电容支路中，串联相互并联的两个电阻，为滤波器模块附加了被动阻尼，基于该主、被动阻尼调节的方式，以A相为例，将图2所示的模拟运算支路中，运算放大器U4输出的电压信号记为Ui(s)，将图5中U相二阶LC滤波器输出的电压UHI记为U0(s)，则Ui(s)到U0(s)的等效电路如图6所示。根据图6，推导其线性系统传递函数有：
Figure BDA0004016803870000151
其中，Kp与SVPWM的调制比、母线电压相关，Krf则与阻尼电阻Rc、K7、K5相关。
从上式中可看出该过程中低频中显现为一个二阶系统，被动阻尼电阻Rc与反馈系数Krf共同增加了该二阶系统的阻尼率ξ：
Figure BDA0004016803870000152
图7展示了无附加阻尼、有被动阻尼、主动和被动阻尼复合的LC滤波器频率响应波特图，从波特图中可见附加被动阻尼能够降低幅频中谐振峰峰值，但是串联电阻Rc的其实质是消耗谐振电流，因此即使采用两个相同电阻的并联来降低单个电阻上的功率，Rc的阻值也不能选择太高。对此再通过添加主动阻尼，调节反馈增益Krf使得谐振峰峰值降低到理想水平。根据图7所示结果可以看出，本实施例利用主、被动复合的阻尼调节方式对滤波器模块的阻尼进行调节，降低电流谐振噪声，减少了由于滤波器谐振对控制环路稳定性的破坏进一步降低电流噪声，为整个系统提供额外的幅值裕度，提高系统的稳定性；此外，由于抑制了谐振峰峰值，因此能够在选取更低的滤波器截止频率以获得更好的电流噪声抑制效果时，减少了由于滤波器谐振对控制环路稳定性的破坏缓解了控制带宽和滤波器截止频率的相互冲突，有利于控制带宽的延展。
如图5所示，本实施例中，滤波器模块还包括共模滤波器U25，共模滤波器U25是一种三相共模电感，主要用于吸收输出电流中的共模成分，抑制EMI干扰，选型需要综合考虑电感体积、通流能力、开关频率及其倍频的共模信号滤除能力。
功率驱动模块输出的间断的三相高压信号(U0,V0,W0)经过滤波器模块低通滤波和共模滤波后，形成的三相电压(UI,VI,WI)将输入至电机以对电机进行控制。经过低通滤波后的U相电压UHI和V相电压VHI则作为电流传感模块的输入。
如图8所示，电流传感模块包括两个传感支路，传感器采用串联方法接入电流输出回路，相电流经由UHI、VHI流入传感器，由UHO、VHO流出传感器，以此对电机的A相电流和B相电流进行实时电流检测，得到电流反馈信号IAFB和电流反馈信号IBFB；以检测A相电流反馈信号的传感支路为例，该传感支路由霍尔传感器U27及其输出信号处理电路构成；在U相上，电流流经霍尔传感器U27的主边，由霍尔效应产生副边电流，副边电流经过电阻R60，R62，R63组成的采样电路产生采样电压ULEM，在经由运算放大器U26完成增益调整后，与数字计算模块输出的传感器漂移补偿信号UHC相加获得最终的电流反馈信号IAFB，回到模拟运算模块中与电流指令IA做差完成电流闭环控制。霍尔传感器如LA25-NP，在不同引脚的计入模式中可以获得不同的量程和电流转换比，在本实施例中，采用其最大18A通流时电流转换比为0.002，为此需要选择相应的采样电阻阻值和信号增益来匹配电流指令量程。
如图8所示，电流传感模块在输出两相电流反馈信号的同时，通过采样电路输出采样电压(ULEM,VLEM)，并通过霍尔传感器的主边输出端输出(UHO,VHO)；采样电压(ULEM,VLEM)将被输入至数字计算模块。
总体而言，本实施例提供的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，直接以相电流、相电压信号为输入信号，并实现了模拟运算电路和数字计算调制混合的电流控制，以及主、被动复合的阻尼调节方式，其具有高功率、高开关频率、低电流噪声输出、高带宽的功率输出性能和环路控制性能，该驱动器主要用于三相电机中两相电流的闭环调控，也可简化为单相电流驱动。在本实施例中，其母线电压输入范围为48-300V，电流输出能力达到16A(500ms)，开关频率最高可达200kHz(单相)，电流噪声小于2mA(DC)，电流环带宽最高可达10kHz(单相)。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，包括：模拟运算电路模块、数字计算模块、功率驱动模块、滤波器模块以及电流反馈模块；
所述模拟运算电路模块，其第一输入端用于接收两相电流指令(IA,IB)，其第二输入端连接至所述电流反馈模块的第一输出端，其第三输入端连接至所述滤波器模块的第一输出端，其用于计算所述两相电流指令(IA,IB)与所述电流反馈模块输出的两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)的偏差，并对该偏差进行PI运算后，与所述滤波器模块输出的滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)相加，得到两相电压控制信号(UA,UB)；
所述数字计算模块，其第一输入端连接至所述模拟运算电路模块的输出端，其用于将所述两相电压控制信号(UA,UB)转换为数字信号后进行坐标变换和SVPWM调制，产生用于驱动U、V、W三相的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)；
所述功率驱动模块，其输入端连接至所述数字计算模块的输出端，其用于将六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)转换为间断的三相高压信号(U0,V0,W0)；
所述滤波器模块，其第一输入端连接至所述功率驱动模块的输出端，其用于对所述间断的三相高压信号(U0,V0,W0)进行低通滤波和共模滤波后，产生电机的三相输入电压(UI,VI,WI)，并经其第一输出端引出两相阻尼电阻电压作为两相滤波支路电压反馈信号(UAF,UBF)，经其第二输出端输出低通滤波后的两相电压(UHI,VHI)；
所述电流传感模块，其第一输入端连接至所述滤波器模块的第二输出端，其用于实时检测电机运行过程中的两相电流，作为两相电流反馈信号(IAFB,IBFB)。
2.如权利要求1所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，所述滤波器模块包含三个二阶LC滤波器，分别用于对所述间断的三相高压信号(U0,V0,W0)中的U相高压信号U0、V相高压信号V0和W相高压信号W0进行低通滤波；并且每一个二阶LC滤波器的滤波电容支路中，串联有并联的两个电阻；
三个二阶LC滤波器的输入端共同构成所述滤波器模块的第一输入端，U、V相二阶LC滤波器中电容与电阻的连接端引出后共同构成所述滤波器模块的第一输出端，U、V相二阶LC滤波器的输出端共同构成所述滤波器模块的第二输出端。
3.如权利要求2所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，
所述数字计算模块，还用于生成与电流传感模块的电流传感信号漂移相对应的漂移补偿信号(UHC,VHC)，经其第二输出端输出；
并且，所述电流传感模块包括两个传感支路；所述传感支路包括：霍尔传感器、采样电路和第一运算放大器以及补偿叠加电路；传感支路中的霍尔传感器采用串联方法接入电流输出回路，经由UHI、VHI流入霍尔传感器，由UHO、VHO流出霍尔传感器，实现电机的A相电流和B相电流的实时检测，得到电流反馈信号IAFB和电流反馈信号IBFB；
所述霍尔传感器，其主边输入端串联在电路输入回路；
所述采样电路，其输入端连接至所述霍尔传感器的副边输出端，其用于将霍尔传感器副边输出的电流进行电压转换，输出采样电压；
所述第一运算放大器，其反相输入端连接至所述采样电路的输出端，其同相输入端接地，其用于对采样电压进行增益调整；
所述补偿叠加电路，其第一输入端连接至所述第一运算放大器的输出端，第二输入端连接至所述数字计算模块的第二输出端，其用于将第一输入端的传感器测量信号与第二输入端的传感器漂移补偿信号相加，产生对应相的电流反馈信号；
两个传感支路的霍尔传感器的主边输入端共同构成所述电流传感模块的第一输入端，两个传感支路的补偿叠加电路的输出端共同构成所述电流传感模块的第一输出端。
4.如权利要求3所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，两个传感支路的采样电路的输出端共同构成所述电流传感模块的第二输出端，并且所述数字计算模块的第二输入端连接至所述电流传感模块的第二输出端；
所述数字计算模块，还用于在电机运行之前，将所述电流传感模块输出的两相采样电压(ULEM,VLEM)转换为对应的漂移补偿信号(UHC,VHC)，经其第二输出端输出；
两个传感支路的补偿叠加电路的第二输入端共同构成所述电流传感模块的第二输入端；所述电流传感模块的第二输入端连接至所述数字计算模块的第二输出端。
5.如权利要求4所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，所述数字计算模块包括：多通道模数转换芯片，多通道数模转换芯片，以及数字控制芯片；
所述多通道模数转换芯片，其第一模拟信号输入端和第二模拟信号输入端共同构成所述数字计算模块的第一输入端，分别用于输入两相电压控制信号(UA,UB)中的UA和UB，其第三模拟信号输入端和第四模拟信号输入端共同构成所述数字计算模块的第二输入端，分别用于输入两相采样电压(ULEM,VLEM)中的ULEM和VLEM；
所述数字控制芯片，其数字信号输入端连接至所述多通道模数转换芯片的数字信号输出端，其模数转换控制端连接至所述多通道模数转换芯片的控制信号输入端，其用于将所述两相电压控制信号(UA,UB)转换为数字信号后进行坐标变换和SVPWM调制，产生用于驱动U、V、W三相的六路PWM信号(U+,U-,V+,V-,W+,W-)，以及将所述电流传感模块输出的两相采样电压(ULEM,VLEM)作为电流传感信号漂移，生成对应的补偿信号；所述数字控制芯片的PWM信号输出端共同构成所述数字计算模块的第一输出端；
所述多通道数模转换模块，其控制信号输入端连接至所述数字控制芯片的数模转换控制端，其数字信号输入端连接至所述数字控制芯片的数字信号输出端，其用于将两相采样电压(ULEM,VLEM)对应的补偿信号转换模拟信号，得到漂移补偿信号(UHC,VHC)，分别经其第一模拟信号输出端和第二模拟信号输出端输出；所述多通道数模转换模块的第一模拟信号输出端和第二模拟信号输出端共同构成所述数字计算模块的第二输出端。
6.如权利要求3所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，两个传感支路的霍尔传感器的主边输出端共同构成所述电流传感模块的第三输出端；
所述滤波器模块还包括共模滤波器；所述共模滤波器的第一输入端和第二输入端共同作为所述滤波器模块的第二输入端，所述滤波器模块的第二输入端连接至所述电流传感模块的第三输出端；所述共模滤波器的第三输入端用于连接至W相二阶LC滤波器的输出端；所述共模滤波器用于对经过低通滤波后的电压进行共模滤波，产生电机的三相输入电压(UI,VI,WI)。
7.如权利要求1所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，所述模拟电路运算模块包括两个模拟运算支路，分别用于对A、B两相信号进行处理；
所述模拟运算支路包括：第二运算放大器、第三运算放大器、PI调节电路、第四运算放大器、第五运算放大器、第六运算放大器以及跟随器；
所述第二运算放大器，其反相输入端用于输入相电流反馈信号，其同相输入端用于输入相电流指令，其用于计算相电流指令与相电流反馈信号的偏差，并对偏差进行放大；
所述第三运算放大器，其反相输入端连接至所述第三运算放大器的输出端，其同相输入端接地，其用于对所述第二运算放大器输出的电流偏差信号进行放大；
所述PI调节电路，其输入端连接至所述第三运算放大器的输出端，其用于对所述第三运算放大器输出的电流信号进行PI运算，得到中间电压信号；
所述第四运算放大器，其反相输入端连接至所述PI调节电路的输出端，其同相输入端接地，其用于对所述中间电压信号进行放大；
所述第五运算放大器，其反相输入端用于输入滤波支路电压反馈信号，其同相输入端接地，其用于对滤波支路电压反馈信号进行放大；
所述第五运算放大器的输出端与所述第四运算放大器的输出端相连后连接所述第六运算放大器的反相输入端，所述第六运算放大器的同相输入端接地，所述第六运算放大器用于对所述中间电压信号和滤波支路电压反馈信号之和进行幅值调整；
所述跟随器，其输入端连接至所述第六运算放大器的输出端，其用于将所述第六运算放大器输出的电压信号输出，得到相电压控制信号；
所述模拟运算电路模块中，两个第二运算放大器的反相输入端共同构成所述模拟电路运算模块的第一输入端，两个运算放大器的同相输入端共同构成所述模拟电路运算模块的第二输入端，两个第五运算模块的反相输入端共同构成所述模拟电路运算模块的第三输入端，两个跟随器的输出端共同构成所述模拟运算电路的输出端。
8.如权利要求1所述的三相交流电机的数模混合控制高频开关功率变换系统，其特征在于，所述功率驱动模块包括：一个线驱动缓存芯片、三组光耦芯片以及一个三相H桥电路；
所述线驱动缓存芯片，其六个输入端共同构成所述功率驱动模块的输入端，分别用于输入所述数字信号计算模块输出的六路PWM信号；所述线驱动缓存芯片用于，提高PWM信号的扇出能力，并输出六路稳定PWM信号(UP,UN,VP,VN,WP,WN)；
所述三组光耦芯片分别用于将六路稳定PWM信号(UP,UN,VP,VN,WP,WN)中的U、V、W三相信号转换为用于驱动三相H桥电路中对应相上、下桥MOS管的栅极控制信号，并输入至对对应开关管的栅极；
所述三相H桥电路用于在光耦芯片输出的栅极控制信号的作用下，实现PWM信号的功率放大，通过三相桥臂中点输出间断的三相高压信号(U0,V0,W0)；三相桥臂中点共同构成所述功率驱动模块的输出端。
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