CN116031914A - 一种直挂储能系统及其均压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直挂储能系统及其均压控制方法，通过合理选择直挂储能系统的拓扑，对功率变换单元进行重构，并通过合适的功率变换单元组合方式构成储能变流器整机，最终实现大容量蓄电池组直接接入中压直流系统，另外通过合适的闭环控制方法，使接入的各蓄电池组电压均衡，提高电池的利用率，延长电池寿命，提高充放电效率。

Description

一种直挂储能系统及其均压控制方法

技术领域

本发明涉及直流储能技术领域，尤其涉及一种直挂储能系统及其均压控制方法。

背景技术

在“碳达峰”及“碳中和”的时代背景下，充分利用好风电、光伏等清洁可再生新能源至关重要。由于风电和光伏等分布式可再生能源具有间歇性、随机性和波动性的特点，在将能量馈入电网时需要通过电力电子装置对电能进行变换，保证馈入的能量不会对电网电能质量及电网所挂接的其他设备造成影响。另外，由于光伏等新能源和电动汽车等新型负荷的使用，电网直流特征愈发显著，同时直流配电具有优势，包括直流能够配电到户，较交流电能损耗小；直流能够提高供电容量/半径，能提升电能质量；便于分布式电源及储能装置接入等，因此，迫切需要构建直流配用电系统。目前，交直流混合电网的概念得到了广泛的关注和研究，特别是针对电压等级为DC±10kV的中压直流电网。

由于风电及光伏等新能源发电功率的不确定性给电力生产及消费实时平衡带来了巨大的挑战，促使储能的需求向规模化和大容量快速发展。电池芯的不一致性使得电池储能系统的安全性随电池芯串并联个数增加而急剧下降，该问题制约了电池堆容量的提升。目前，通常采用多个经工频变压器隔离的储能子系统并联的方法实现扩容。另外，通过将储能电池组并入链式变换器的直流电容上，形成中压直挂链式储能变换器，可以直接实现对大容量电池组的管理，降低电池管理系统的复杂性，同时可省去多个工频变压器，有效提高系统的效率，降低成本。但上述多个变压器并联扩容的方式及链式变换器的方式均针对与10kV交流电网应用场景，对直流系统并不适用。

由于分布式新能源的接入需求，以及大量直流负荷在日常生活中的使用，构造完善的直流源-网-荷-储系统愈发重要，该系统的显著特征是具备接入所有直流设备的直流母线，通常直流母线电压等级为±375V，±10kV和±35kV，通过大功率逆变器还可将DC±10kV和DC±35kV直接与交流10kV和35kV电网连接，形成交直流混合电网，可见共直流母线在交直流混合电网中扮演着重要角色，随着直流系统的快速发展，共直流母线的作用更加凸显。正如前述，分布式新能源具有波动性，为了保证接入共直流母线的直流负荷稳定工作，需要在共直流母线上配置蓄电池等储能设备，并通过储能变流器将蓄电池挂接在直流母线上，实现蓄电池的充放电，满足直流母线上的功率需求。

储能变流器是一种由电力电子开关器件按照一定拓扑形成的DC/DC变换装置，在储能应用场景中实现蓄电池在宽输入输出电压范围内的双向充放电需求。由于储能设备接入的直流系统基本上均为高压(如DC±10kV)、大功率，考虑到电力电子开关器件本身耐压耐流的限制，使用“模块化”的思路并通过“高压侧串联、大电流侧并联形成整机”的方法成为主流。“模块化”的思路即用小电压小电流的电力电子开关组成功率模块，作为储能变流器整机的功率变换单元，而单个功率模块也是朝着高功率密度的方向发展，电路拓扑复杂性小且具备软开关等减少损耗的特性；电路控制复杂度小，减少控制芯片的成本及实现的难度；损耗小、效率高、体积小，成本低等。

存在的主要问题：

(1)常见的储能变流器应用于交流电网，这些储能变流器为单级H桥逆变拓扑，不适用于共直流母线系统；

(2)一部分储能变流器功率变换单元有中间直流环节，但并不具备直流接入端口，其拓扑通常为三级结构：调节蓄电池电压的DC/DC级、中间电气隔离和电压变换的DC/DC级和实现交流并网的DC/AC级。

(3)一部分储能变流器具备接入中压直流母线的接口，但调节蓄电池电压的DC/DC级和中间电气隔离和电压变换的DC/DC级是分立的，分立的两级并不能很好的集成在一个功率变换单元中，不能充分发挥模块化的优势。

发明内容

基于现有技术的上述情况，本发明的目的在于提供一种直挂储能系统及其均压控制方法，通过合理选择拓扑，对功率变换单元进行重构，重构后的功率变换单元具有宽输入输出电压范围充放电、具备旁路功能、且开关管利用率高等优点。

为达到上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种功率变换单元，包括阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级；其中，

所述阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级依次相互连接；

所述阻断半桥调压级包括自阻断电路单元，所述自阻断电路单元包括旁路开关，用于根据该功率变换单元的故障情况进行旁路；

所述谐振级包括谐振变换电路单元；

所述蓄电池组调压级包括双向升/降压电路单元，用于对从所述蓄电池组调压级输入/输出的电路进行调压。

进一步的，所述自阻断电路单元还包括第一开关半桥，所述旁路开关连接于所述第一开关半桥的中点；所述双向升/降压电路单元包括第二开关半桥。

根据本发明的第二个方面，提供了一种直挂储能系统，包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如本发明第一个方面所述的功率变换单元，所述N个功率变换单元构成功率变换单元组；其中，

所述功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；

所述功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联连接，并连接至蓄电池组；

N为大于2的自然数。

根据本发明的第三个方面，提供了一种直挂储能系统，包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如本发明第一个方面所述的功率变换单元；所述N个功率变换单元包括第一功率变换单元组至第m功率变换单元组；其中，

所述第一功率变换单元组包括N₁个功率变换单元，所述第二功率变换单元组包括N₂个功率变换单元，……，所述第m功率变换单元组包括N_m个功率变换单元；

所述第一至第m功率变换单元组的蓄电池组调压级分别各自相互并联连接；

所述第一至第m功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；

N₁、N₂、……、N_m均为大于2的自然数，N＝N₁+N₂+……+N_m。

进一步的，所述第一功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第一蓄电池组，所述第二功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第二蓄电池组，……，所述第m功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第m蓄电池组。

根据本发明的第四个方面，提供了一种如本发明第二个方面或者第三个方面所述的直挂储能系统的均压控制方法，包括：

采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制，以生成驱动所述第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号；

采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制，以生成驱动所述第一开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

进一步的，所述采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制，包括：

将蓄电池组的瞬时电压值U_bat与蓄电池组电压参考值U_batref相比较，以生成蓄电池组电压误差E_batvol；

将所述蓄电池组电压误差E_batvol经过PI调节后输出蓄电池组电流参考值I_batref；

将蓄电池组的瞬时电流值I_bat与该蓄电池组电流参考值I_batref相比较，生成蓄电池组电流误差值E_batcur；

将所述蓄电池组电流误差值E_batcur经过PI调节并限幅后输出蓄电池组调压级占空比D_front；

将所述蓄电池组调压级占空比D_front与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中第一个功率变换单元的第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

进一步的，将所述三角载波信号移相后与所述蓄电池组调压级占空比D_front比较后得到所述功率变换单元组中第二个功率变换单元至最后一个功率变换单元中第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

进一步的，所述采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制，包括：

将功率变换单元中蓄电池组调压级的直流母线电压瞬时值U_mid与参考值U_midref相比较，以生成中压级电压误差E_mid；

将所述中压级电压误差E_mid经过PI调节后输出中压级电流参考值I_±10kVref；

将中压级电流瞬时值I_±10kV与该中压级电流参考值I_±10kVref相比较，生成中压级电流误差值E_±10kV；

将所述中压级电流误差值E_±10kV经过PI调节并限幅后输出阻断半桥调压级占空比D_end；

将所述阻断半桥调压级占空比D_end与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中各个功率变换单元的第一开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

进一步的，对该直挂储能系统中各个功率变换单元所产生的驱动信号进行移相，以使得所串联的各个阻断半桥调压级的第一开关半桥相互交错。

综上所述，本发明提供了一种直挂储能系统及其均压控制方法，通过合理选择直挂储能系统的拓扑，对功率变换单元进行重构，并通过合适的功率变换单元组合方式构成储能变流器整机，最终实现大容量蓄电池组直接接入中压直流系统，另外通过合适的闭环控制方法，使接入的各蓄电池组电压均衡，提高电池的利用率，延长电池寿命，提高充放电效率。本发明的技术方案相对于现有技术具有如下有益的技术效果：

(1)重构后的功率变换单元为一统一整体，可充分发挥模块化便于更换、便于扩容、提高系统可靠性等优势，且通过控制能满足在宽输入输出电压范围充放电的基本要求，具备旁路功能，能充分利用功率变换单元谐振级的软开关特性，提高整个工作电压及负载范围内功率变换单元效率。

(2)构造的直挂储能电路结构具备直流接口，配合功率变换单元的模块化结构，易于多个不同容量蓄电池组的接入，便于后续直流系统扩容。

(3)具备各蓄电池电压均压的功能，使得在各蓄电池充放电的过程中，各个蓄电池电压均衡，提高电池的利用率，延长电池寿命，提高充放电效率。

附图说明

图1是现有技术中H桥链式变换器的拓扑结构示意图；

图2是现有技术中三级式储能变流器的拓扑结构示意图；

图3是本发明功率变换单元的电路结构示意图；

图4是本发明直挂储能系统的电路结构示意图；

图5是采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制的示意图；

图6是采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制的示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

现有技术中，储能变流器的拓扑结构主要有以下几种方案：

方案一：H桥链式变换器

H桥链式变换器的拓扑结构示意图如图1所示，其功率变换单元为H桥逆变拓扑，每一相由N个功率变换单元级联而成，最终由3N个功率变换单元组成三相星形联结，接入AC10kV电网，该H桥链式变换器通常适用于交流电网。

方案二：三级式储能变流器

三级式储能变流器的拓扑结构示意图如图2所示，其由前级储能DC/DC变换器，中间级DAB(双有源桥变换器)及后级CHB(级联半桥)构成，其中储能DC/DC变换器(拓扑多为双向buck/boost电路)调节蓄电池的输出电压，通过将多个储能DC/DC变换器输出并联实现大容量电池的接入；中间级DAB通过高频隔离变压器实现电气隔离及电压变换，该中间级DAB拓扑可换为其他隔离型DC/DC变换器拓扑，如谐振LLC拓扑等；后级CHB逆变半桥串联，与方案一相同，3N个CHB组成三相星形结构，接入AC10kV电网。

与方案一相比，方案二的拓扑结构中增加了中间直流环节，由于高频隔离变压器的使用，在变压器的变比大于1时，相同功率下，方案二比方案一所用模块数更少，另外多级拓扑的使用增加了控制的自由度，较方案一的单极拓扑，控制更灵活且实现更容易。但在功率变换单元数目相同时，多级拓扑较单级拓扑使用更多的电力电子开关器件，损耗、成本、体积等均有所提升，具体选择何种拓扑需要综合考虑各种因素进行折中选择。该种拓扑没有直流接口，也不适用于共直流母线系统。

方案三：两级式储能变流器

在方案二拓扑结构的基础上，方案三的两级式储能变流器将后级的CHB去掉，并将N个中间级DAB的输出串联构造直流端口，方案三具备方案二直流级的优势，但由于DAB拓扑自身的限制，在轻载时软开关难以实现，另外当DAB输入输出电压与变压器变比不匹配时，谐振腔的无功功率增大且开关管软开关范围缩小，导致损耗增大。为了提高系统的可靠性，功率变换单元需要具备旁路功能，通常使用双向buck/boost电路接于每个功率变换单元的输出，由于方案三中DAB输出直接串联，并不具备旁路功能。

上述现有技术中存在如下缺陷：

(1)方案一是目前高电压大容量储能变流器的主流拓扑，但其仅适用于接入交流电网，在共直流母线系统并不适用。

(2)方案二尽管具备直流环节，但其还是应用于交流电网，并不具备直流端口。

(3)方案三具备直流端口，可以接入共直流母线系统，但其不足之处在于：

1)单个蓄电池组通过双向buck/boost变换器调节输出电压，多个双向buck/boost变换器的输出并联对电池进行扩容(可等效为单个大容量电池通过多相交错buck/boost变换器调节输出电压)，再通过后级多个DAB输入并联输出串联实现电压变换和电气隔离，最终接入中压直流电网。从整机来看，方案三为两级结构，前级的交错并联buck/boost和后级的DAB，从模块化的角度，分立的两级并不能很好的集成在一个功率变换单元中，不能充分发挥模块化便于更换、便于扩容、提高系统可靠性等优势。

2)考虑系统的可靠性，功率变换单元需要具备旁路功能，通常在功率变换单元串联侧加一双向buck/boost桥臂并配合旁路开关实现，所以需要在每个DAB串联侧输出再加一双向buck/boost桥臂，但由于DAB本身就具有闭环调节能力，再加一buck/boost桥臂仅实现旁路功能并未能兼顾成本等因素，过于浪费，同时考虑到DAB在轻载时软开关难以实现，且当DAB输入输出电压与变压器变比不匹配时，谐振腔的无功功率增大且开关管软开关范围缩小，损耗增大等问题，在DAB输出加一buck/boost桥臂这种拓扑并不合适。

3)对于多组蓄电池组接入的应用场景，需要保持各蓄电池组电压均衡，一方面不会由于某一蓄电池组电压过高或过低，在充电过程中或放电过程中长期不投入的状态，另一方面，通过设置合适的蓄电池组输出电压参考值，在输入功率恒定时，各蓄电池组的充放电电流亦不会过大或过小，这两个方面的优势均可提高电池的利用率，延长电池寿命，提高充放电效率。在方案三中，前级的交错并联buck/boost只控制后级DAB的输入电压维持恒定，并未对蓄电池组电压进行控制，并未实现各蓄电池组电压均衡。

针对以上技术问题，根据本发明的一个实施例，提供了一种功率变换单元，图3中示出了该功率变换单元的电路结构示意图，该功率变换单元包括阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级，所述阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级依次相互连接。

所述阻断半桥调压级包括自阻断电路单元，所述自阻断电路单元包括旁路开关K，用于根据该功率变换单元的故障情况进行旁路。所述自阻断电路单元还包括第一开关半桥，所述旁路开关K连接于所述第一开关半桥的中点，该第一开关半桥包括第一开关管Q₁和第二开关管Q₂。在阻断半桥调压级，将多个功率变换单元的U₁端串联，以实现直接接入中压直流系统，第一电容C₁为阻断半桥调压级的母线支撑电容，第一电阻R₁为对应的泄放电阻。在阻断半桥调压级，一方面，通过自阻断电路单元能够在功率变换单元故障时进行旁路，防止故障的进一步扩大影响直挂储能系统运行，另一方面，通过控制阻断电路中第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的占空比能够控制直挂储能系统并网运行，使其按照设定电压或电流值工作在电压源或电流源模式。

所述谐振级包括谐振变换电路单元。在谐振级，第三开关管Q₃至第六开关管Q₆和第七开关管Q₇至第十开关管Q₁₀分别组成两个H桥，变压器T_R为高频隔离变压器，电感L_m为高频隔离变压器TR的励磁电感，集成在高频隔离变压器T_R中，第一谐振电感L_r1和第一谐振电容C_r1一端分别连接由第三开关管Q₃至第六开关管Q₆组成的H桥两桥臂中点，一端连接高频隔离变压器T_R，第二谐振电感L_r2和第二谐振电容C_r2一端分别连接由第七开关管Q₇至第十开关管Q₁₀组成的H桥两桥臂中点，一端连接高频隔离变压器T_R。，第一谐振电感L_r1、第二谐振电感L_r2、第一谐振电容C_r1和第二谐振电容C_r2及励磁电感L_m组成谐振腔。在谐振级，第三开关管Q₃至第十开关管Q₁₀的占空比为0.5保持不变，工作在开环定频的方式。谐振级通过高频隔离变压器实现电气隔离和电压变换，并且利用谐振腔的特性，在宽输入输出电压范围实现第三开关管Q₃至第十开关管Q₁₀的软开关，以减小开关管的损耗。

所述蓄电池组调压级包括双向升/降压电路单元，用于对从所述蓄电池组调压级输入/输出的电路进行调压。所述双向升/降压电路单元包括第二开关半桥，该第二开关半桥包括第十一开关管Q₁₁和第十二开关管Q₁₂。在蓄电池组调压级，U₂端接蓄电池组，可以将多个功率变换单元的U₂端并联，以满足接入大功率蓄电池组的需求，电感L_boost接于所述第二开关半桥的中点以组成双向buck/boost电路，第二电容C₂为蓄电池组调压级的母线支撑电容，第二电阻R₂为对应的泄放电阻。在蓄电池组调压级，控制第十一开关管Q₁₁和第十二开关管Q₁₂的占空比，在多个蓄电池组充电和放电的过程中，可以保持多个蓄电池组电压均衡。

根据本发明的第二个实施例，提供了一种直挂储能系统，该直挂储能系统包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如本发明第一个实施例所述的功率变换单元，所述N个功率变换单元构成功率变换单元组。所述功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；所述功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联连接，并连接至蓄电池组；N为大于2的自然数。

根据本发明的第三个实施例，提供了一种直挂储能系统，包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如本发明第一个实施例所述的功率变换单元；所述N个功率变换单元包括第一功率变换单元组至第m功率变换单元组；其中，所述第一功率变换单元组包括N₁个功率变换单元，所述第二功率变换单元组包括N₂个功率变换单元，……，所述第m功率变换单元组包括N_m个功率变换单元；所述第一至第m功率变换单元组的蓄电池组调压级分别各自相互并联连接；所述第一至第m功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；N₁、N₂、……、N_m均为大于2的自然数，N＝N₁+N₂+……+N_m。所述第一功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第一蓄电池组，所述第二功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第二蓄电池组，……，所述第m功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第m蓄电池组。图4中示出了直挂储能系统的电路结构示意图，如图4所示，其由多个图3所示的功率变换单元构成，在连接蓄电池组一侧，多个功率变换单元并联，以满足大功率蓄电池组接入的需求；中压直流侧多个功率变换单元串联，实现由低压功率变换单元直接接入中压直流系统。以图4中所示的直挂储能系统为例，中压直流侧电压等级为DC±10kV，根据功率变换单元的额定功率，额定电压和蓄电池组的额定容量，确定使用N₁个功率变换单元，使用“蓄电池组侧并联，中压直流侧串联”的结构将第一蓄电池组直接挂接在中压直流侧。另外在需要接入第二蓄电池组时，按照第二蓄电池组的容量，确定使用N₂个功率变换单元，在中压直流侧，直接将N₂个功率变换单元与之前的N₁个功率变换单元串联，即可将第二蓄电池组也挂接至中压直流侧，完成中压直流系统的扩容。

根据本发明的第四个实施例，提供了一种如本发明第二个实施例或者第三个实施例所述的直挂储能系统的均压控制方法，包括两个部分：蓄电池侧控制环及中压级母线控制环，蓄电池侧控制环作用于功率变换单元的蓄电池组调压级，使得各组蓄电池在充放电过程中其电压均衡，不会出现某组蓄电池电压明显偏高或偏低的现象；中压级母线控制环作用于阻断半桥调压级，使得每组功率变换单元蓄电池组调压级母线电压恒定，实现能量在双向流动的过程中，直挂储能接于中压直流系统稳定运行，既可从中压直流系统抽取能量为各蓄电池组充电，也可将蓄电池组的能量输送至中压直流系统中。

采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制，包括：将蓄电池组的瞬时电压值U_bat与蓄电池组电压参考值U_batref相比较，以生成蓄电池组电压误差E_batvol；将所述蓄电池组电压误差E_batvol经过PI调节后输出蓄电池组电流参考值I_batref；将蓄电池组的瞬时电流值I_bat与该蓄电池组电流参考值I_batref相比较，生成蓄电池组电流误差值E_batcur；将所述蓄电池组电流误差值E_batcur经过PI调节并限幅后输出蓄电池组调压级占空比D_front；将所述蓄电池组调压级占空比D_front与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中第一个功率变换单元的第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。将所述三角载波信号移相后与所述蓄电池组调压级占空比D_front比较后得到所述功率变换单元组中第二个功率变换单元至最后一个功率变换单元中第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

依托图4中示出的直挂储能系统，对该控制方法进行说明。在图4中，U_batn和I_batn分别为蓄电池组电压和电流，下角标n表示第n个蓄电池组，例如第一蓄电池组的电压和电流分别为U_bat1和I_bat1；同一蓄电池组通过多个功率变换单元并联接入，并联的每路功率变换单元蓄电池组调压级母线电压为U_midmn，中压直流侧所有的功率变换单元阻断半桥调压级串联，阻断半桥调压级端电压为U_endmn，下角标m和n分别表示第m个蓄电池的第n个功率变换单元，例如第一蓄电池组的第一功率变换单元蓄电池组调压级母线电压及阻断半桥调压级端电压为U_mid11和U_end11，第一蓄电池组的第N₁功率变换单元蓄电池组调压级母线电压及阻断半桥调压级端电压为U_mid1N1和U_end1N1；DC±10kV侧电流为I_±10kV。图5中示出了采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制的示意图，在图5所示的蓄电池侧控制环中，U_batref为蓄电池电压的参考值，其计算公式可以按照下式：

即所有蓄电池电压的平均值。以第一蓄电池组为例，将第一蓄电池组的瞬时电压值U_bat1与U_batref进行比较，误差通过电压外环PI调节后的输出作为蓄电池电流参考值I_bat1ref，再将第一蓄电池组的瞬时电流值I_bat1与I_bat1ref进行比较，误差通过电流内环PI调节并经过限幅后输出蓄电池组调压级的占空比D_front1，该占空比与三角载波比较后得到第一蓄电池组的第一并联支路开关管Q₁₁和Q₁₂的驱动脉冲。第一蓄电池组的第二并联支路至第N₁并联支路的驱动脉冲，通过将三角载波移相后再与D_front1比较后得到，使得同一蓄电池组的各支路为交错并联结构，减小蓄电池的电流纹波，通过蓄电池侧控制环可使n个蓄电池组的电压均衡，且维持在U_batref，则直挂储能系统需要n个蓄电池侧控制环。

采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制，包括：将功率变换单元中蓄电池组调压级的直流母线电压瞬时值U_mid与参考值U_midref相比较，以生成中压级电压误差E_mid；将所述中压级电压误差E_mid经过PI调节后输出中压级电流参考值I_±10kVref；将中压级电流瞬时值I_±10kV与该中压级电流参考值I_±10kVref相比较，生成中压级电流误差值E_±10kV；将所述中压级电流误差值E_±10kV经过PI调节并限幅后输出阻断半桥调压级占空比D_end；将所述阻断半桥调压级占空比D_end与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中各个功率变换单元的第一开关半桥中开关管的PWM驱动信号。对该直挂储能系统中各个功率变换单元所产生的驱动信号进行移相，以使得所串联的各个阻断半桥调压级的第一开关半桥相互交错。

图6中示出了采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制的示意图，在图6所示的中压级母线控制环中，U_midref为蓄电池组调压级母线电压的参考值，该值为恒定数值。以第一蓄电池组的第一并联支路为例，将第一并联支路蓄电池组调压级母线电压瞬时值U_mid11与U_midref进行比较，误差通过电压外环PI调节后的输出作为DC±10kV侧电流参考值I_±10kVref，再将DC±10kV侧电流瞬时值I_±10kV与I_±10kVref进行比较，误差通过电流内环PI调节并经过限幅后输出第一支路阻断半桥调压级的占空比D_end11，该占空比与三角载波比较后得到第一蓄电池组的第一支路开关管Q₁和Q₂的驱动脉冲。第一蓄电池组的其他支路及第二蓄电池组的各支路的驱动脉冲产生的方法与上述一致，则直挂储能系统中有N₁+N₂个功率变换单元需要N₁+N₂个中压级母线控制环，且各控制环产生的驱动脉冲需移相，使得串联的N₁+N₂个阻断半桥交错。

下面以图4直挂储能系统为例，描述蓄电池在充电及放电过程中蓄电池侧控制环及中压级母线控制环的作用过程。假设中压直流电压DC±10kV恒定，且在蓄电池充放电过程中功率恒定，即DC±10kV电流I_±10kV恒定。

在充电模式下，能量从中压直流侧送至蓄电池侧，此时若第一蓄电池组的电压U_bat1<第二蓄电池组的电压U_bat2，则U_bat1<U_batref，U_bat2>U_batref。

对于第一蓄电池组，通过蓄电池侧控制环，生成的第一蓄电池组的电流参考值I_bat1ref>瞬时值I_bat1，使得占空比D_front1增大，增大开关管Q₁₁的导通时间，增大第一蓄电池组的充电功率，随着U_bat1逐步接近于U_batref，第一蓄电池组的充电功率逐步增大并维持稳定。通过D_front1与N₁个移相三角载波比较生成占空比相同，但相互错相的N₁个驱动脉冲作用于第一蓄电池组的N₁个并联支路的Q₁₁，Q₁₂开关管。由于通过中压级母线控制环，各并联支路的蓄电池组调压级母线电压U_mid11至U_mid1N1均稳定在给定值U_midref，在相同驱动脉冲下，能够实现各并联支路的蓄电池侧电流均流。

对于第一蓄电池组，在中压级母线控制环中，由于第一蓄电池组的充电功率增大，但DC±10kV电流I_±10kV恒定，在使蓄电池组调压级母线电压U_mid11至U_mid1N1恒定的同时，需要增大阻断半桥调压级的端口电压U_end11至U_end1N1，这是通过增大阻断半桥占空比D_end11，增大开关管Q₁的导通时间实现的。

参照上述过程，对于第二蓄电池组，通过蓄电池侧控制环，生成的第二蓄电池组的电流参考值I_bat2ref<瞬时值I_bat2，使得占空比D_front2减小，减小开关管Q₁₁的导通时间，减小第二蓄电池组的充电功率，随着U_bat2逐步接近于U_batref，第二蓄电池组的充电功率逐步减小并维持稳定。通过D_front2与N₂个移相三角载波比较生成占空比相同，但相互错相的N₂个驱动脉冲作用于第二蓄电池组的N₂个并联支路的Q₁₁，Q₁₂开关管。

参照上述过程，对于第二蓄电池组，在中压级母线控制环中，由于第二蓄电池组的充电功率减小，但DC±10kV电流I_±10kV恒定，在使蓄电池组调压级母线电压U_mid21至U_mid2N2恒定的同时，需要减小阻断半桥调压级的端口电压U_end21至U_end2N2，这是通过减小阻断半桥占空比D_end21，降低开关管Q₁的导通时间实现的。

在放电模式下，电流方向换向，能量从蓄电池侧送至中压直流侧，此时若第一蓄电池组的电压U_bat1<第二蓄电池组的电压U_bat2，则U_bat1<U_batref，U_bat2>U_batref。

对于第一蓄电池组，通过蓄电池侧控制环，生成的第一蓄电池组的电流参考值-I_bat1ref<瞬时值-I_bat1，使得占空比D_front1减小，减小开关管Q₁₁的导通时间，减小第一蓄电池组的放电功率，随着U_bat1逐步接近于U_batref，第一蓄电池组的放电功率逐步减小并维持稳定。通过D_front1与N₁个移相三角载波比较生成占空比相同，但相互错相的N₁个驱动脉冲作用于第一蓄电池组的N₁个并联支路的Q₁₁，Q₁₂开关管。由于通过中压级母线控制环，各并联支路的蓄电池组调压级母线电压U_mid11至U_mid1N1均稳定在给定值U_midref，在相同驱动脉冲下，能够实现各并联支路的蓄电池侧电流均流。

对于第一蓄电池组，在中压级母线控制环中，由于第一蓄电池组的放电功率减小，但DC±10kV电流I_±10kV恒定，在使蓄电池组调压级母线电压U_mid11至U_mid1N1恒定的同时，需要减小阻断半桥调压级的端口电压U_end11至U_end1N1，这是通过减小阻断半桥占空比D_end11，减小开关管Q₁的导通时间实现的。

参照上述过程，对于第二蓄电池组，通过蓄电池侧控制环，生成的第二蓄电池组的电流参考值-I_bat2ref>瞬时值-I_bat2，使得占空比D_front2增大，增大开关管Q₁₁的导通时间，增大第二蓄电池组的放电功率，随着U_bat2逐步接近于U_batref，第二蓄电池组的放电功率逐步增大并维持稳定。通过D_front2与N₂个移相三角载波比较生成占空比相同，但相互错相的N₂个驱动脉冲作用于第二蓄电池组的N₂个并联支路的Q₁₁，Q₁₂开关管。

参照上述过程，对于第二蓄电池组，在中压级母线控制环中，由于第二蓄电池组的放电功率增大，但DC±10kV电流I_±10kV恒定，在使蓄电池组调压级母线电压U_mid21至U_mid2N2恒定的同时，需要增大阻断半桥调压级的端口电压U_end21至U_end2N2，这是通过增大阻断半桥占空比D_end21，增大开关管Q₁的导通时间实现的。

综上所述，本发明涉及一种直挂储能系统及其均压控制方法，重构了一种用于中压直挂储能系统的功率变换单元，其包括三部分：蓄电池组调压级，谐振级，阻断半桥调压级。该功率变换单元除了通过控制能满足在宽输入输出电压范围充放电的基本要求，还具备旁路功能，另外，功率单元为一统一整体，可充分发挥模块化便于更换、便于扩容、提高系统可靠性等优势。使用上述功率变换单元，构造了一种用于中压直挂储能系统的电路结构，配合功率单元模块化结构，易于多个不同容量蓄电池组的接入，便于后续直流系统扩容。基于上述中压直挂储能系统电路结构，提出了一种用于中压直挂储能系统的蓄电池均压控制方法，该控制方法分为两部分：蓄电池侧控制环及中压级母线控制环。使用该控制方法，一方面能使得在蓄电池充放电过程中，储能系统接于中压直流侧能稳定运行，另一方面，能使各蓄电池组电压均衡，提高电池充放电效率。本发明通过合理选择直挂储能系统的拓扑，对功率变换单元进行重构，并通过合适的功率变换单元组合方式构成储能变流器整机，最终实现大容量蓄电池组直接接入中压直流系统，另外通过合适的闭环控制方法，使接入的各蓄电池组电压均衡，提高电池的利用率，延长电池寿命，提高充放电效率。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (10)

1.一种功率变换单元，其特征在于，包括阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级；其中，

所述阻断半桥调压级、谐振级和蓄电池组调压级依次相互连接；

所述阻断半桥调压级包括自阻断电路单元，所述自阻断电路单元包括旁路开关，用于根据该功率变换单元的故障情况进行旁路；

所述谐振级包括谐振变换电路单元；

所述蓄电池组调压级包括双向升/降压电路单元，用于对从所述蓄电池组调压级输入/输出的电路进行调压。

2.根据权利要求1所述的功率变换单元，其特征在于，所述自阻断电路单元还包括第一开关半桥，所述旁路开关连接于所述第一开关半桥的中点；所述双向升/降压电路单元包括第二开关半桥。

3.一种直挂储能系统，其特征在于，包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如权利要求1或2所述的功率变换单元，所述N个功率变换单元构成功率变换单元组；其中，

所述功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；

所述功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联连接，并连接至蓄电池组；

N为大于2的自然数。

4.一种直挂储能系统，其特征在于，包括N个功率变换单元，所述功率变换单元包括如权利要求1或2所述的功率变换单元；所述N个功率变换单元包括第一功率变换单元组至第m功率变换单元组；其中，

所述第一功率变换单元组包括N₁个功率变换单元，所述第二功率变换单元组包括N₂个功率变换单元，……，所述第m功率变换单元组包括N_m个功率变换单元；

所述第一至第m功率变换单元组的蓄电池组调压级分别各自相互并联连接；

所述第一至第m功率变换单元组的阻断半桥调压级相互串联连接；

N₁、N₂、……、N_m均为大于2的自然数，N＝N₁+N₂+……+N_m。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述第一功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第一蓄电池组，所述第二功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第二蓄电池组，……，所述第m功率变换单元组的蓄电池组调压级相互并联后连接第m蓄电池组。

6.一种如权利要求3或5所述的直挂储能系统的均压控制方法，其特征在于，包括：

采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制，以生成驱动所述第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号；

采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制，以生成驱动所述第一开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述采用蓄电池侧控制环对各功率变换单元的蓄电池组调压级进行控制，包括：

将蓄电池组的瞬时电压值U_bat与蓄电池组电压参考值U_batref相比较，以生成蓄电池组电压误差E_batvol；

将所述蓄电池组电压误差E_batvol经过PI调节后输出蓄电池组电流参考值I_batref；

将蓄电池组的瞬时电流值I_bat与该蓄电池组电流参考值I_batref相比较，生成蓄电池组电流误差值E_batcur；

将所述蓄电池组电流误差值E_batcur经过PI调节并限幅后输出蓄电池组调压级占空比D_front；

将所述蓄电池组调压级占空比D_front与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中第一个功率变换单元的第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，将所述三角载波信号移相后与所述蓄电池组调压级占空比D_front比较后得到所述功率变换单元组中第二个功率变换单元至最后一个功率变换单元中第二开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述采用中压级母线控制环对各功率变换单元的阻断半桥调压级进行控制，包括：

将功率变换单元中蓄电池组调压级的直流母线电压瞬时值U_mid与参考值U_midref相比较，以生成中压级电压误差E_mid；

将所述中压级电压误差E_mid经过PI调节后输出中压级电流参考值I_±10kVref；

将中压级电流瞬时值I_±10kV与该中压级电流参考值I_±10kVref相比较，生成中压级电流误差值E_±10kV；

将所述中压级电流误差值E_±10kV经过PI调节并限幅后输出阻断半桥调压级占空比D_end；

将所述阻断半桥调压级占空比D_end与三角载波信号比较后得到蓄电池组所连接的功率变换单元组中各个功率变换单元的第一开关半桥中开关管的PWM驱动信号。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，对该直挂储能系统中各个功率变换单元所产生的驱动信号进行移相，以使得所串联的各个阻断半桥调压级的第一开关半桥相互交错。

Images