CN115967602B - 传输频带之外的cfr误差设置 - Google Patents

Abstract

描述了一种装置，该装置包括被配置为生成数字传输信号的数字处理设备、连接到数字处理设备并且被配置为将数字传输信号转换为模拟传输信号的数模转换器、连接到数模转换器并且被配置为放大模拟传输信号的功率放大器、以及连接到功率放大器并且被配置为对放大的模拟传输信号进行滤波的天线滤波器，其中天线滤波器被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率，其中数字处理设备被配置为执行：降低数字传输信号中的峰值功率的过程，其中在该过程中产生具有不同频率的误差分量，以及操控误差分量的频谱，使得误差分量的至少一部分被设置在天线滤波器的至少一个阻带中。

Description

传输频带之外的CFR误差设置

技术领域

本发明涉及用于降低数字传输信号中的峰值功率的装置、方法和计算机程序产品。

背景技术

本说明书中使用的缩写词的以下含义适用：

ASIC：专用集成电路

CF：波峰因子

CFR：波峰因子降低，一种旨在限制PAR的算法

DAC：数模转换器

DFE：数字前端

EVM：误差矢量幅度，信号失真的度量

FIR：有限脉冲响应

FPGA：现场可编程门阵列

FRM：频率响应掩蔽

GSM：全球移动通信系统

IIR：无限脉冲响应

LTE：长期演进

MCS：调制编码方案

MIMO：多输入多输出

mMIMO：大规模MIMO

NR：新无线电

PA：功率放大器

PAR：峰均功率比

QAM：正交幅度调制

QPSK：正交相移键控

RAT：无线电接入技术

RF：射频

RM：无线电模块

SNR：信噪比

WCDMA：宽带码分多址

尽管不限于此，示例实施例涉及在无线电传输系统中应用的波峰因子降低(CFR)领域。

CFR是一种用于降低传输信号的PAR(峰均功率比)使得功率放大器可以更高效地操作的技术。但是，在应用CFR的情况下，会产生误差分量，并且根据现有技术，例如需要将其基本上限制在运营商可利用的传输频带内。

发明内容

示例实施例解决了这种情况，旨在改进用于降低数字传输信号中的峰值功率(例如，上述CFR)的过程。

根据第一方面，提供了一种装置，该装置包括：被配置为生成数字传输信号的数字处理设备、连接到数字处理设备并且被配置为将数字传输信号转换为模拟传输信号的数模转换器、连接到数模转换器并且被配置为放大模拟传输信号的功率放大器、以及连接到功率放大器并且被配置为对放大的模拟传输信号进行滤波的天线滤波器，其中天线滤波器被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率，其中数字处理设备被配置为执行：降低数字传输信号中的峰值功率的过程，其中在该过程中产生具有不同频率的误差分量，并且操控误差分量的频谱，使得误差分量的至少一部分被设置在天线滤波器的至少一个阻带中。

根据第二方面，提供了一种用于控制装置的方法，该装置包括：被配置为生成数字传输信号的数字处理设备、连接到数字处理设备并且被配置为将数字传输信号转换为模拟传输信号的数模转换器、连接到数模转换器并且被配置为放大模拟传输信号的功率放大器、以及连接到功率放大器并且被配置为对放大的模拟传输信号进行滤波的天线滤波器，其中天线滤波器被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率，

其中该方法包括：

降低数字传输信号中的峰值功率的过程，其中在该过程中产生具有不同频率的误差分量，以及

操控误差分量的频谱，使得误差分量的至少一部分被设置在天线滤波器的至少一个阻带中。

第一方面和第二方面可以修改如下：

作为降低峰值功率的过程，波峰因子降低算法可以被应用。

多个阻带可以被提供，并且天线滤波器可以被配置为在所述阻带中的至少一个阻带中，与在其他阻带中相比更强地衰减被定义为增强阻带，在所述增强阻带中，与不是增强阻带的其他阻带中，处置更高水平的误差分量。

过渡区域可以被定义在至少一个通带与至少一个阻带之间，并且在过渡区域中可以不设置误差分量。

在波峰因子降低算法中，用于降低峰值功率的预定义阈值和用于操控误差分量的频谱的预定义频率响应可以被应用。

波峰因子降低算法可以包括至少一个波峰因子降低级，每个波峰因子降低级包括被配置为基于阈值对输入信号的幅度进行限幅的脉冲生成部件、被配置为基于预定义频率响应将脉冲生成部件的输出信号的频率限制为至少一个通带和至少一个阻带的频率的脉冲整形部件、以及被配置为从输入信号中减去脉冲生成部件的输出信号的减法部件。

多个波峰因子降低级可以被串行提供。

对于多个波峰因子降低级中的每一降低级，相同的预定义阈值和/或相同的预定义频率响应可以被应用，或者备选地，不同的预定义阈值和/或不同的预定义频率响应可以被应用。

波峰因子降低算法还可以包括上采样部件，上采样部件被配置为对数字传输信号进行上采样并且作为波峰因子降低级的输入信号提供上采用的所述数字传输信号，或者向波峰因子降低级的串联连接中的第一波峰因子降低级提供上采样的数字传输信号，其中在上采样期间提高的采样速率可以用于所有波峰因子降低级中，并且经由数模转换器被用于信号传输。

该装置还可以包括天线，其中天线可以被配置为接收从天线滤波器输出的模拟传输信号。

用于设置误差分量的可用空间可以基于以dB所测量的并且是频率f的函数的频谱掩模发射限度、掩模的余量、和/或天线滤波器阻带衰减被确定，并且误差分量的频谱可以被操控，使得误差分量在任何频率处都不超过所确定的可用空间。

用于设置误差分量的可用空间可以基于以下公式来确定：

DumpingRoom_dBm(f)＝EmissionLimit_dBm(f)-Margin_dB(f)-

AntennaFilterAttenuation_dB(f)，

其中

DumpingRoom_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的可用于设置误差分量的可用空间，并且是频率f的函数，

EmissionLimit_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的频谱掩模发射限度，并且是频率f的函数，

Margin_dB(f)是以dB所测量的掩模的余量，并且是频率f的函数，并且

AntennaFilterAttenuation_dB(f)是以dB为单位所测量的天线滤波器阻带衰减，并且是频率f的函数，并且

其中误差分量的频谱可以被操控，使得误差分量在任何频率处都不超过DumpingRoom_dBm(f)。

用于设置误差分量的可用空间还可以通过考虑功率放大器的衰减来确定。

用于操控误差分量的频谱的频率响应可以从天线的频率响应、天线滤波器的频率响应和功率放大器的频率响应被获取。

至少一个通带可以对应于具有预定带宽的至少一个载波。

频率范围内误差分量的量可以根据天线滤波器的阻带的特定频率范围中的位置被确定。

天线滤波器可以被配置为相对于至少一个通带中通过的频率来衰减至少一个阻带中的频率。

天线滤波器可以被配置为相对于不是增强阻带的其他阻带中的频率，来衰减至少一个增强阻带中的频率。

根据第三方面，提供了一种基站，该基站包括根据第一方面或者其修改的装置。

根据第四方面，提供了一种移动设备，该移动设备包括根据第一方面或者其修改的装置。

根据第二方面或其修改的方法可以在基站或者移动台中执行。

根据本发明的第五方面，提供了一种计算机程序产品，该计算机程序产品包括用于当在处理部件或者模块上运行时执行根据第二方面或者其修改的方法的代码部件。计算机程序产品可以体现在计算机可读介质上，和/或计算机程序产品可以直接可加载到计算机的内部存储器中，和/或通过上传过程、下载过程和推送过程中的至少一种经由网络可传输。

根据第六方面，提供了一种装置，该装置包括

用于生成数字传输信号的部件，

用于将数字传输信号转换为模拟传输信号的部件，

用于放大模拟传输信号的部件，

用于对放大的模拟传输信号进行滤波的部件，其中用于滤波的部件包括用于使至少一个通带中的频率通过的部件和用于衰减至少一个阻带中的频率的部件，

用于执行降低数字传输信号中的峰值功率的过程的部件，其中在该过程中产生具有不同频率的误差分量，以及

用于操控误差分量的频谱使得误差分量的至少一部分被设置在用于滤波的部件的至少一个阻带中的部件。

附图说明

这些和其他目的、特征、细节和优点将从下面结合附图对示例实施例的详细描述中变得更加明显，在附图中：

图1示出了根据示例实施例的无线电传输器；

图2A示出了根据示例实施例的由无线电传输器的数字处理设备执行的过程；

图2B示出了根据另一示例实施例的由数字处理设备执行的更详细的过程；

图3示出了根据现有技术的无线电传输器；

图4示出了由功率放大器中的信号饱和导致的失真，即来自PA处不受控制的饱和的信号误差如何转变为带内失真和带外发射；

图5示出了示例幅度饱和特性；

图6示出了简单CFR算法的示例；

图7示出了4个LTE载波的布置以及来自现有技术的CFR的CFR误差的示例；

图8示出了CFR如何将峰值功率限于所需要的水平，其中示出了三个不同示例，每个峰值功率限度有一个示例；

图9示出了LTE载波的PAR与EVM之间的关系的示例；

图10将由示例实施例假定的CFR误差的频谱分布与由现有技术的算法生成的误差进行比较；

图11示出了根据示例实施例的天线滤波器的频率响应的示例FIR模型；

图12示出了根据示例实施例的天线滤波器输入处的信号的频谱；

图13示出了根据示例实施例的在通过天线滤波器之后的信号的频谱；

图14示出了根据示例实施例的天线滤波器的期望频率响应的示例；

图15示出了根据示例实施例的两个CFR级152和153；

图16示出了根据示例实施例的CFR算法级的示例性实现；

图17示出了根据示例实施例的CFR算法的第一实现中的每个CFR级中的脉冲整形块的频率响应；

图18示出了根据示例实施例的在CFR算法的第二实现的第一级100中使用的脉冲整形块的频率响应；

图19示出了由现有技术的CFR算法和根据示例实施例的两种CFR算法产生的单个20MHz LTE载波和CFR误差的频谱；

图20示出了使用图19所示的三种算法针对各种信号PAR电平而获取的EVM；

图21示出了四个20MHz LTE载波的频谱以及由各种CFR算法生成的误差；

图22示出了四个20MHz LTE载波情况下EVM和PAR的关系；

图23示出了当改变载波布置时的PAR增加；

图24示出了现有技术的CFR的输出频谱；

图25示出了在天线滤波器之前的现有技术的信号频谱；

图26示出了根据现有技术的天线滤波器的输出；

图27示出了根据示例实施例的天线滤波器14的输出；

图28示出了根据示例实施例的天线滤波器14的输入；

图29示出了根据示例实施例的CFR 11的输出；以及

图30示出了根据示例实施例的数字处理设备(例如，CFR 11)的结构的示例。

具体实施方式

在下文中，将对示例实施例进行描述。然而，应当理解，描述仅以示例的方式给出，并且所描述的示例实施例决不能被理解为将本发明限制于此。

在描述示例实施例之前，在下文中，更详细地讨论现有技术的问题。

如上所述，尽管不限于此，示例实施例涉及在无线电传输系统中应用的波峰因子降低(CFR)领域。波峰因子降低是一种通常用于提高系统性能的技术，这些系统需要对信号进行精确并且功率高效的放大。无线电信号传输器就是这种系统的一个示例，因为它必须产生精确调制的高功率输出，以实现所需要的吞吐量和无线电传输范围。

无线电传输器的关键部分是功率放大器(PA)，PA负责在模拟信号发送到无线电天线之前对其进行放大，从而扩展传输范围。

图3示出了包括CFR 31、数模转换器(DAC)32、功率放大器33、天线滤波器34和天线35的无线电传输器。功率放大器33负责放大模拟信号，使其传输到无线电天线。在该示例中，模拟信号由DAC 32转换数字数据来提供。CFR 31限制信号峰值功率，这使得功率放大器33能够可靠地操作并且提高其效率。天线滤波器34衰减传输频带之外的不想要的发射。

功率放大器仅在特定输入功率范围内可靠工作。在任何时刻向PA馈送超过PA最大可接受输入功率的信号都会导致信号饱和并且使输出失真。在极端情况下，它还会损坏PA。

图4中示出了这方面的一个示例。功率放大器中的信号饱和导致的失真可以在输出信号的频谱中被可视化为干扰所传输的LTE载波(原始信号)的加性噪声(由于PA而产生的失真)。带内失真会降低信噪比(SNR)，从而限制传输吞吐量。带外发射违反了要求将带外发射限制为指定发射掩模的规定。

不像例如GSM，现代无线电接入技术(RAT)(例如WCDMA、LTE、NR或者6G)理论上会构建峰值功率比平均功率高一些数量级的信号。为了避免与如此高的峰值功率有关的问题，将需要信号的极端缩小。

然而，即使传输信号的适度缩小仍然会影响其平均功率并且限制传输范围。为避免按比例缩小信号带来的麻烦，需要在PA的峰值功率能力范围内可靠地限制峰值功率。这将限制信号的峰值功率，而不会实际影响平均传输功率。达到该目标的品质因子是信号的峰均功率比(PAR)。

波峰因子降低(CFR)是一系列算法，其专门用于限制馈送到功率放大器的信号的PAR。通常，CFR算法会修改数字数据，数字数据然后被转换为通过功率放大器的模拟信号。

限制信号PAR的最简单方法是使用图5所示的特性使其幅度饱和。饱和发生在阈值ThClip处。

同时，也必须满足频谱掩模。由于裸饱和特性会产生广泛的频谱响应，类似于图4所示的PA响应，因此必须对信号应用频谱限制。

图6示出了简单CFR算法的示例，其中频谱限制由后续频谱掩模滤波器应用。

然而，简单CFR算法中的频谱限制会导致某些信号峰值在阈值ThClip以上的部分重新增长。CFR性能可以通过重复地应用简单的CFR算法来提高，其中幅度饱和和频谱掩模滤波的组合构成了简单的CFR级。

如果级联若干简单的CFR级，则信号的峰值功率会在削波阈值ThClip处收敛。

注意，图6所示的算法构成了后面提到的CFR级的示例，但是如在现有技术中使用的那样。

与简单的缩放不同，即使在输入的峰值功率极高的情况下，CFR也可以可靠地限制信号峰值功率，这对于PA的可靠操作至关重要。CFR仅通过平均功率的小幅降低来限制峰值功率，因此它也可以有效地降低信号PAR。

此外，CFR控制饱和以及因此失真信号的频谱，以免干扰其他频率区域的无线电服务。

降低输入信号的峰值功率可以降低PA的功耗，从而允许使用具有较低峰值功率能力的更便宜的PA。

CFR可以防止由功率放大器引起的不受控制的信号失真，但它本身就是信号失真的来源。失真可以被测量为误差矢量幅度EVM。高EVM会增加信噪比(SNR)，从而限制传输的吞吐量。

可以为整个信号或者某些频率区域计算EVM。例如，当在单个天线上传输多个LTE载波时，可以针对个体载波单独测量EVM，也可以针对整个传输信号作为单个值来测量EVM。

图7示出了4个LTE载波的布置，并且示出了在传输由4个LTE载波组成的信号的情况下使用CFR算法产生的CFR误差的示例。载波布置由每个相关载波的类型、频率位置和功率定义。载波的EVM值对应于干扰载波的CFR噪声的功率与传输载波的功率之比。

CFR的优点是，与PA不同，它可以将失真误差定位在可用于传输的信道内。

无法避免由CFR生成误差，这限制了PAR的降低。除了所需要的信号质量之外，可实现的PAR还取决于载波布置和CFR的有效性。

尽管如此，对于给定载波布置和给定CFR算法，PAR与失真误差之间存在明确的关系：所需要的PAR越低，由CFR引起的误差就越高。

这在图8中进行了说明，其中示出了三个不同的示例，每个峰值功率限度有一个示例。CFR将峰值功率限制在高于平均功率的所需要的水平。限制峰值功率会使信号失真——峰值电平越低，失真就越大。

假定一定的载波布置，误差(以EVM表示)与PAR之间的关系在现有的CFR算法中是非常一致的。原因是，CFR性能存在数学限度，而现有技术的CFR算法的性能接近这个理论限度。图9中示出了LTE载波的PAR与EVM之间的关系的示例。注意，实线是指图6的无限级联，而2到4个级联通常用于现有技术的算法。

上述PAR-EVM关系表明，现有技术的CFR无法实现低于理论性能限度的总误差(EVM)。该误差可以转换为针对某个PAR可实现的最大吞吐量(在完美传输条件下)的上限估计值。

虽然由CFR产生的总误差不能小于理论限度，但可以操控误差的频谱，使得其在某些频率区域较低(因此对传输的干扰较小)，而在其他频率区域较高。这样，误差的总量增加了，但在给定情况下，误差的分布可能更方便。

困难在于，可用于分配误差的带宽仅限于传输的带宽，并且不能扩展到由不同运营商占用的另一信道。

示例实施例旨在克服上述问题。

在下文中，将通过参考图1和图2A描述一些示例实施例的总体概述。

图1示出了根据实施例的作为装置的示例的无线电传输器。该装置包括被配置为生成数字传输信号的数字处理设备(图1中表示为CFR)11、连接到数字处理设备11并且被配置为将数字传输信号转换为模拟传输信号的数模转换器12、连接到数模转换器12并且被配置为放大模拟传输信号的功率放大器13、连接到功率放大器13并且被配置为对放大的模拟传输信号进行滤波的天线滤波器14，其中天线滤波器14被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率。数字处理设备11被配置为执行：降低数字传输信号中的峰值功率的过程，其中在该过程中产生具有不同频率的误差分量(如图2A的S21所示)，并且操控频谱误差分量，使得误差分量的至少一部分被设置在天线滤波器的至少一个阻带中(如图2A的S22所示)。

因此，以这种方式，执行降低数字传输信号中的峰值功率的处理，使得在该过程中产生的误差分量的至少一部分被设置在被天线滤波器阻挡的频带中。

因此，根据示例实施例，利用天线滤波器的阻带衰减来设置误差分量，即，利用天线滤波器的阻带衰减来进行带外噪声倾倒。

在图1中，数字处理设备表示为执行波峰因子降低(CFR)功能的设备。然而，注意，这仅仅是示例，并且可以应用用于降低数字传输信号中的峰值功率的其他方式。

此外，如图1所示，天线滤波器14的输出可以被提供给天线15，天线15可以是无线电传输器的一部分。

因此，通过上述措施，通过对数字传输信号执行CFR而产生的误差分量被设置在天线滤波器的阻带中。例如，这些误差分量被衰减，并且当它们经由天线被传输时，它们不会影响其他运营商的相邻频带。因此，进一步改进了降低数字传输信号中的峰值功率(例如，CFR)的过程。

图2B示出了根据另一示例实施例的由数字处理设备执行的更详细的过程，其中示出了如何执行S22中的过程。特别地，如图2B中的S23所示，对于S22，使用来自噪声倾倒空间评估(DumpingRoom(f)评估)的参数以便操控误差分量的频谱，使得误差分量的至少一部分被设置在天线滤波器的至少一个阻带中。即，当这样的噪声倾倒空间被指定时，误差分量可以通过考虑噪声倾倒空间来设置。噪声倾倒空间是用于设置误差分量的可用空间，并且可以基于例如频谱掩模发射限度、掩模余量和/或天线滤波器阻带衰减来确定。此外，还可以考虑功率放大器的衰减。

DumpingRoom(f)是可以在其中设置削波误差(也称为噪声倾倒)的空间(在频率范围内)的示例。换言之，DumpingRoom(f)是可用于噪声倾倒的空间的示例。DumpingRoom(f)也可以以dBm/Hz为单位测量，因此可以称为DumpingRoom_dBm(f)。

下面结合一些更详细的实施例对上述一般实施例作进一步的说明。

特别地，一些示例实施例允许将传输频带中的CFR误差降低到显著低于现有技术算法的理论限度，其在图9中表示为EVM。这种新颖的行为是通过将CFR误差的一部分被设置在传输频带之外来实现的。

图10将由示例实施例假定的CFR误差的分布与由现有技术算法生成的误差进行比较。这允许以生成带外发射为代价降低载波内的误差水平。

通常，CFR误差的这种设置违反了对传输频带之外的无用发射的要求。尽管如此，在功率放大器之后仍然存在天线滤波器。对于本实施例，不必添加或者修改该天线滤波器。它衰减了这些不需要的带外发射。根据该实施例，所设置的CFR误差限于已经存在的天线滤波器提供足够大的阻带衰减以达到满足要求的发射水平的水平。

再次参考图1，图1示出了根据示例实施例的无线电传输器。无线电传输器包括CFR11、DAC 12、功率放大器(PA)13、天线滤波器14和天线15。图1还示出了一些参考点A、B和C，这些将在后面描述。

特别地，图1示出了天线滤波器在传输路径内的位置，它可以消除被设置在传输频带之外的CFR误差。图11中示出了天线滤波器的频率响应的示例FIR模型。如图所示，传输频带内频率的信号分量通过滤波器，而阻带内频率的信号分量被阻塞(或者衰减)。

天线滤波器导致信号PAR的增加，但这发生在信号通过功率放大器之后，所以PAR的增加不会导致功率放大器中的附加信号失真。

图12和图13示出了CFR误差的频谱在通过天线滤波器时是如何变化的。

特别地，图12示出了天线滤波器的输入处的信号频谱。在无线电频带之外设置CFR误差可以减少干扰载波的误差，但会超出光谱发射掩模(SEM)。图13示出了通过天线滤波器之后的信号频谱。带外发射降低到SEM以下。

由于天线滤波器几乎不会在传输频带与阻带之间的过渡区域中提供多余的衰减，因此重要的是，优选地不在该区域中放置CFR误差。应当注意，要求最高PAR的最具挑战性的载波布置从根据本实施例的原理中受益最大。一般而言，本发明降低了所需要的PAR并且消除了载波布置之间的PAR要求差异。

由于大大降低了最高PAR要求，PA的峰值功率能力可以显著降低，并且可以使用具有更低峰值功率能力和更少功耗的更便宜的PA。这也需要较少的冷却工作。

因此，如上所述，带外CFR误差设置系统由协同工作的两个组件组成：

·CFR算法，能够以产生带外CFR误差为代价减少传输频带中的CFR误差，

·天线滤波器，放置在功率放大器与传输天线之间，能够将由CFR算法引起的带外发射抑制在监管机构要求的水平以下。

因此，如以上结合图1所述，根据示例实施例，提供了能够进行带外CFR误差设置的CFR块11、以及用于移除由CFR块11产生的带外信号分量的天线滤波器14。

下面将更详细地描述天线滤波器。根据本实施例，天线滤波器为带通滤波器或者多带通滤波器，具有以下性质：

·滤波器的通带包含传输频带或者具有多个支持的传输频带的多个通带

·滤波器的阻带提供衰减，以将系统中产生的带外发射抑制到监管机构要求的水平

·在某些阻带频率区域，滤波器提供多余的衰减以抑制高水平的CFR误差。这些频率区域被称为增强阻带。

在这方面，应当注意，通常不能避免在天线滤波器中提供剩余衰减。这是因为SEM主要构成连接的平坦频率响应，而任何滤波器频率响应都具有相当振荡的形状。由于两个函数不匹配，因此已经存在过剩衰减，这是频率的函数，并且可以通过倾倒算法解决。除此之外，天线滤波器可以针对CFR OOB噪声倾倒进行定制，并且提供增强的阻带衰减。

图14示出了在多频带传输的情况下支持带外CFR误差设置的天线滤波器的期望频率响应的示例。注意，图14示出了双频带天线滤波器的情况，即可以有多于一个传输频带。实施例也可以处理多个传输频带。

生产模拟天线滤波器的现有技术足以提供一些实施例所需要的滤波元件。特别地，大多数现有的LTE或者5G基站都包含天线滤波器，该天线滤波器可以按原样用于带外CFR误差设置。

另一方面，专门为带外CFR误差设置而设计天线滤波器可以提供更好的性能，以允许将更多的CFR误差转移到传输频带之外。

下面，将更详细地描述CFR算法。CFR算法可以实现为处理数字信号的一系列块，如图15所示。图15示出了一个示例，其中两个CFR级152和153被链接以实现所需要的性能。它们之前可以是上采样块151，上采样块151提供包含带外CFR误差所需要的采样速率。

CFR的输入具有允许包含所有传输频带的采样速率Fs_a。上采样块用于获取采样速率Fs_b，它允许表示包含在传输频带之外的CFR误差的更高带宽信号。

当使用比单独覆盖传输频带所需要的采样速率Fs_b至少高2倍时，可以获取最佳结果，因此通常可以假定Fs_b≥2Fs_a。

如果CFR模块的输入已经提供了足够大的采样速率来覆盖带外CFR误差设置所需要的带宽，则可以跳过上采样块。

上采样块之后是一个或多个CFR级。通常，使用2到4个CFR级，但也可以使用更大的数目。

每个CFR级152、153可以与图16所示类似地实现，图16示出了CFR算法级的示例性实现，该CFR算法级包括脉冲生成块161、脉冲整形块162和减法块163。

特别地，输入信号的副本用于在脉冲生成块161中生成一系列削波脉冲。该脉冲可以通过使脉冲生成块的输入信号的幅度在期望阈值Th处饱和并且从输入中减去结果信号来获取，如下面的等式所示。

输出＝输入-sign(输入)·min(|输入|,Th)

该等式也可以用复杂的符号表示如下：

输出＝max(|输入|-Th,0)·输入/|输入|”，或者

输出＝输入-min(Th,|输入|)·输入/|输入|”，或者

如果输入＝0，输出＝0(避免被0除)。

脉冲生成块161可以在内部使用采样速率Fs_b的倍数来以更高的时间分辨率准确地标识超过阈值Th的信号部分。脉冲生成块161可以包含动态修改脉冲的数目、幅度、宽度并且还可以允许抑制一些脉冲的进一步处理。

脉冲生成块161的输出通常是不满足频谱要求的宽带信号。因此，其之后是脉冲整形块162，脉冲整形块162将信号限制在专用频率：

·(多个)传输频带

·专用于设置CFR误差的(多个)传输频带之外的频率范围

脉冲整形块有很多潜在的实现，包括但不限于：

·单个数字滤波器，例如FIR、IIR或者其他滤波器，

·多速率滤波系统，例如FRM滤波器

·专用于个体频率资源(例如，载波或者载波部分)的并行作用数字滤波器的分布式滤波系统，

·基于FFT的滤波。

通过修改脉冲整形块162的频率响应，可以修改所设置的CFR噪声的位置以及被设置在传输频带和该频带之外的误差量之间的比率。频率响应设置为与天线滤波器抑制带外发射的能力相匹配。

不同CFR级的脉冲整形块的频率响应不必相同。在某些情况下，某些CFR级仅将误差被设置在传输频带之外以更好地保护传输频带是有益的。类似地，阈值Th可以逐级变化。

CFR级的一般架构可以用于构建很多特定的实现，其中级数不同并且每个CFR级的属性不同。描述CFR级的最重要(但不是唯一)参数是：

·在脉冲生成块161中使用的阈值Th

·脉冲整形块162的频率响应

更多数目的CFR级可以提供更好的性能，但会增加解决方案的复杂性。

下面，介绍解决方案的性能。解决方案的性能取决于：

·载波布置

·可能在其中设置带外CFR误差的频率区域的大小和位置

·天线滤波器抑制高水平带外CFR误差的能力

·CFR算法的性能

单载波布置为任何CFR算法提供了最小的挑战。使用具有可比功率谱密度的相邻载波的任何载波布置，可以实现与单载波类似的性能。非相邻载波的多载波布置是最具挑战性的。

当CFR误差可以位于传输频带之外但靠近传输频带时，带外CFR误差设置可以提供最佳结果，与单独的传输频带相比，将CFR误差的带宽扩展了2-3倍。

大量的CFR级提高了CFR算法的性能，使得更多的级允许以增加的复杂性为代价更好地利用现有天线滤波器的阻带衰减。尽管如此，增加天线滤波器的阻带衰减已经在相同级数的情况下提高了CFR性能。所以它是两个效果，这两个效果可以独立应用，也可以一起应用。

对带外CFR误差设置算法的两个示例性实现进行了评估，并且将其与现有技术的实现进行了比较。

·带外CFR设置算法，具有4个CFR级

·带外CFR设置算法，具有104个CFR级

第一实现使用4个CFR级，与现有技术的实现中的数目相同。每个CFR级使用相同的阈值Th并且将误差被设置在带外和所占用的传输频带中。脉冲整形块的频率响应在每个CFR级是相同的，如图17所示。图中给出的响应对单载波情况有效，在多载波情况下，使用类似的响应，但按比例缩放到200MHz宽的传输带宽。

第二实现是为了研究增加CFR级数带来的潜在性能改进。该实现由以下各项构建：

·100个CFR级，仅在带外设置CFR误差，如图18所示，

·之后是4个CFR级，在带外和传输频带中设置CFR误差，如图17所示。

所有级使用相同阈值Th。

上面提到的图18示出了在用于OOB CFR误差注入的CFR算法的第二实现的各级中的前100个级中使用的脉冲整形块的频率响应。这更加强调了OOB误差分量，并且甚至可能会增加这些频率区域中的误差。图中给出的响应适用于单载波情况，在多载波情况下，使用类似的响应，但扩展到200MHz宽传输带宽。

针对两种载波布置评估了该解决方案的示例性能：

·单载波LTE20信号，

·在200MHz传输带宽内放置4个LTE20载波的具有挑战性的布置。

在第一种情况下，根据本示例实施例，20MHz传输频带和40MHz带宽内的单个20MHzLTE载波可用于包含信号误差。所获取的结果应当表示具有传输频带的完全连续占用的其他类似配置，因为它可能针对LTE或者5G信号而发生。

带外CFR误差设置算法的两种实现的最终CFR误差在图19中针对第一载波布置进行了可视化，并且与现有技术的解决方案进行了比较。

也就是说，图19示出了根据示例性实施例的由带外CFR误差设置算法的三种CFR算法(即，使用4个CFR级的现有技术算法)产生的单个20MHz LTE载波和CFR误差的频谱，一种使用4CFR级，一种使用104CFR级。从图19可以得出，越多的CFR误差被设置在传输频带之外，内部的误差就越低。所有算法被配置为产生相同峰值功率的信号。

图20示出了使用三种算法针对各种信号PAR水平而获取的EVM。特别地，图20示出了20MHz LTE输入信号的CFR性能比较。仅针对与传输载波相对应的频率范围计算EVM，因此图19中可见的带外CFR误差不会增加EVM。注意，图20中的虚线是“理论上的现有技术的CFR性能限度”。

第二评估的载波布置对于任何CFR算法更具挑战性，并且需要更高的PAR才能实现期望的EVM水平。图21[图6-图9]示出了带外CFR误差设置算法与现有技术的算法的两种实现之间CFR误差分布的差异。更具体地，图21示出了四个20MHz LTE载波的频谱以及由各种CFR算法生成的误差。

图22中给出了三种评估的CFR算法的EVM和PAR的关系。特别地，图22示出了四个20MHz LTE载波情况下的EVM和PAR的关系。仅针对由传输载波占据的频率区域计算EVM。注意，与图20类似，图22中的虚线是“理论上的现有技术的CFR性能限度”。

呈现的结果表明，带外CFR误差设置提供了比现有技术及其理论限度更好的性能，这已经在上面结合图9[图3-图3]进行了描述。无论是在单个载波的情况下，还是在具有挑战性的四个载波布置的情况下，这种改进都是可见的。

注意，具有4个CFR级的现有技术的算法的性能接近于不利用带外CFR误差设置的算法的理论限度，这表示增加CFR级数不会提供显著的性能提升，并且仅使性能接近理论限度。

与现有技术的算法相比，根据示例性实施例的带外CFR误差设置算法的性能在CFR级数增加时显著提高。因此，在这种算法的情况下，在算法复杂性与性能之间做出折衷是非常重要的。

在任何考虑的算法的情况下，将载波布置从单载波改变为多载波需要增加PAR以实现期望的EVM水平，但在带外CFR误差设置的情况下，增加的幅度较小。例如，如图23所示，在现有技术的算法的情况下，将EVM保持在4％的水平需要将PAR从6.9dB提高0.8dB到7.7dB。在4级带外CFR误差设置算法的情况下，为了使EVM保持在4％的相同水平，将PAR增加0.2dB(6.2dB->6.4dB)就足够了。这是带外CFR误差设置的另一好处，因为它在载波布置改变时提供更稳定的性能。

在下文中，描述了另一示例实施例，根据该示例实施例，用于带外发射的可用空间被量化。

首先，再次参考图1。如上所述，图1示出了包括CFR 11、DAC 12、功率放大器(PA)13、天线滤波器14和天线15的无线电传输器。此外，参考点A定义在CFR 11与DAC 12之间。参考点B定义在功率放大器13与天线滤波器14之间。参考点C定义在天线滤波器14与天线15之间。此外，为简单起见，假定功率放大器(PA)13是线性的。然而，如果PA表现出非线性，则可以在CFR与DAC之间放置DPD以使PA线性化。在后一种情况下，DPD-PA系统的线性度受到限制，并且必须保留附加的余量以容纳DPD-PA系统的无用频谱发射。

在讨论根据本示例性实施例的措施之前，简单地参考现有技术措施。图24示出了现有技术的CFR的输出频谱(例如，图3所示的CFR 31，CFR 31与DAC 32之间的连接对应于图1中的参考点A)。注意，在图24中，信号功率和发射掩模是指平均载波功率谱密度，并且以dB表示。注意，削波误差保留在载波区域中，以免干扰来自不同运营商的其他载波或者作为传输频带之外的无用发射而泄漏。现有技术的CFR基本上集中在几乎不超过传输频带的带宽的频率范围(例如，窄的频率范围)上。

在CFR输出之后(DA转换之后)，信号的带宽增加并且在天线滤波器33之前达到其全范围(图3的功率放大器33与天线滤波器34之间的连接点对应于图11中的参考点B)。对应信号如图25所示。注意，信号功率和发射掩模是指平均载波功率谱密度，并且以dB表示。

尽管如此，传输频带之外的频率范围仍需要附加的保护，而这在DAC之前的数字域中是无法提供的。因此，需要天线滤波器来提供附加的衰减。典型的天线滤波器频率响应如图25所示。

滤波之后的结果(即，天线滤波器34的输出，这对应于图1中的参考点C)如图26所示。再次注意，信号功率和发射掩模是指平均载波功率谱密度，并且以dB表示。

在某些频率范围内，频谱掩模以下的无用发射有很大的净空。这些频率范围到目前为止还没有被现有技术的CFR覆盖，并且离传输频带更远。

根据本示例性实施例，利用了该净空。使用它的先决条件是扩大被CFR涵盖的频率范围。因此，必须增加CFR采样速率以扩展CFR的Nyquist区域，即可以基于Nyquist-Shannon采样定理从其数字表示中完美重构的频率区域或者范围。

为了量化带外发射的可用空间，信号路径从图1所示的最后的参考点C向后跟踪。

图27示出了天线滤波器14在参考点C处的输出。从图27可得出，频谱功率正在接近由频谱掩模示出的发射限度。尽管如此，可能需要一些余量来保持DPD-PA系统的无用发射。

在移除天线滤波器的衰减之后，带外噪声倾倒的空间在图28中变得可见。图28示出了天线滤波器14在图1所示的参考点B处的输入。

这个空间在CFR中针对削波误差的设置进行了说明。(虚拟)采样速率设置得足够大以覆盖该频率范围的至少一部分。

所得到的情况如图29所示，图29示出了CFR 11在参考点A处的输出。在(相对于现有技术)扩展的奈奎斯特区域中，在传输频带的任意一侧都有附加的频率范围可用于噪声倾倒。

可用空间可以评估为

DumpingRoom_dBm(f)＝EmissionLimit_dBm(f)-Margin_dB(f)-AntennaFilterAttenuation_dB(f)，

其中

DumpingRoom_dBm(f)是以dBm/Hz为单位测量的可用于噪声倾倒的空间，

EmissionLimit_dBm(f)是以dBm/Hz为单位测量的频谱掩模发射限度，

Margin_dB(f)是以dB为单位测量的掩模余量，

AntennaFilterAttenuation_dB(f)是以dB为单位测量的天线滤波器阻带衰减，

所有变量都是频率f的函数。

注意，上述图2B中的S25示出了这种评估的示例。

为了细化可用空间的计算，还可以考虑无线电传输器中剩余部分的衰减。

削波误差被频谱整形以在任何频率下都不会超过DumpingRoom_dBm(f)。

因此，相对于现有技术(例如，如上文结合图25至图27所述)，CFR被认为为限幅误差设置获取了一些空间。此外，增加采样速率(如果需要)以覆盖CFR内感兴趣的频率范围。此外，削波误差设置的空间作为频率的函数被量化，以便在传输频带之外提供削波误差的适当频谱整形。此外，对CFR内部的限幅误差进行频谱整形，以便根据那里的可用空间将部分甚至全部限幅误差被设置在传输频带之外。此外，该选项被认为是天线滤波器被专门设计用于进一步优化CFR的性能。

带外CFR误差设置的实施例可以应用于支持GSM、WCDMA、LTE、NR(5G)、未来(6G及更高)和其他无线电接入技术的基站中。当(多个)功率放大器的总无线电功率很高时，提供较低峰值功率所节省的费用最多，中型和广域基站就是这种情况，但在其他情况下仍然很重要，例如大规模MIMO。

然而，实施例也适用于用于上行链路的用户设备的传输器。

在下文中，描述了示例性实施例可实现的一些益处：

获取与现有技术的解决方案相同水平的EVM(以及吞吐量)，并且降低输出PAR允许：

·功率放大器成本更低

·功率放大器的功耗更低

·冷却系统耗散由功率放大器生成的热能的成本更低

·无线电模块体积更小

·无线电模块的总成本更低

还可以将PAR保持在与现有技术的解决方案相同的水平，同时降低EVM。这导致使用与现有技术的CFR相同的功率放大器实现更高的吞吐量。

此外，“驯服”最具挑战性的载波布置减少了为这些载波布置提供附加功率降低的需要。

在用户设备内部使用的情况下，除了其他好处之外，通过本发明获取的所需要的峰值功率能力的降低还能够直接转换为更长的电池寿命。

上述示例实施例仅仅是示例并且可以被修改。

例如，上述算法方法仅构成示例，以实现用于带外噪声倾倒的削波误差的适当频谱整形。有不同的算法有利于以不同程度的好感度将削波误差倾倒出传输频带。将所有削波误差倾倒出传输频带主要发生在倾倒误差很少的高阶调制方案中，这与大约9dB的PAR相关。

此外，用于执行以上结合图2描述的过程的数字处理设备1可以具有如图30所示的结构。具体地，数字处理设备1包括至少一个处理器11和具有计算机程序代码的至少一个存储器12。例如，至少一个处理器11被配置为与至少一个存储器12和计算机程序代码一起引起数字处理设备执行如上面结合图2所描述的过程。

数字处理设备11还可以包括I/O单元13，I/O单元13能够向其他元件(例如，DAC12)传输和接收。

由数字处理设备1(即，处理器11)执行的功能可以由软件执行。例如，可以执行频率响应的预计算，以获取(通过现有技术的方法)对应滤波器，从而相应地对CFR误差进行整形。这需要在建立新的载波星座之前完成，并且通常由软件执行。

此外，可以在ASIC或者FPGA内部执行来自当前RF信号的CFR误差的永久整形。软件(在包括CPU等的通用处理设备上运行)通常太慢而无法做到这一点，但不能被排除在外。

网络元件、协议和方法的名称基于当前标准。在其他版本或者其他技术中，这些网络元件和/或协议和/或方法的名称可以不同，只要它们提供对应功能即可。

一般而言，示例实施例可以由存储在存储器(存储器资源、存储器电路系统)12中并且由处理器(处理资源、处理电路系统)11可执行的计算机软件、或者由硬件、或者由软件和/或固件和硬件的组合来实现。

如在本申请中使用的，术语“电路系统”是指以下所有内容：

(a)纯硬件电路实现(诸如仅使用模拟和/或数字电路系统的实现)，以及

(b)电路和软件(和/或固件)的组合，诸如(如适用)：

(i)(多个)处理器的组合，或者

(ii)(多个)处理器/软件(包括(多个)数字信号处理器)、软件和(多个)存储器的部分，这些部分一起工作以引起装置(诸如移动电话或者服务器)执行各种功能，以及

(c)需要软件或者固件才能操作(即使软件或者固件实际上并不存在)的电路，诸如(多个)微处理器或(多个)微处理器的一部分。

“电路系统”的这个定义适用于该术语在本申请中的所有使用，包括在任何权利要求中。作为另一示例，如在本申请中使用的，术语“电路系统”也将涵盖仅处理器(或者多个处理器)或者处理器的一部分及其(或者它们的)随附软件和/或固件的实现。例如，如果适用于特定权利要求元素，术语“电路系统”还将涵盖用于移动电话的基带集成电路或者应用处理器集成电路、或者服务器、蜂窝网络设备或者其他网络设备中的类似集成电路。

术语“连接”、“耦合”或者其任何变体表示两个或更多个元件之间的任何直接或者间接的连接或耦合，并且可以涵盖在“连接”或者“耦合”在一起的两个元件之间存在一个或多个中间元件。元件之间的耦合或者连接可以是物理的、逻辑的或者其组合。如本文中采用的，作为非限制性示例，两个元件可以被认为是通过使用一根或者多根电线、电缆和印刷电连接、以及通过使用波长在射频区域、微波区域和光学(可见和不可见)区域的电磁能等电磁能“连接”或者“耦合”在一起。

存储器(存储器资源、存储器电路系统)12可以是适合本地技术环境的任何类型并且可以使用任何适合的数据存储技术来实现，诸如基于半导体的存储器设备、磁存储器设备和系统、光学存储器设备和系统、固定存储器和可移动存储器、以及非暂态计算机可读介质。处理器(处理资源、处理电路系统)301可以是适合本地技术环境的任何类型，并且作为非限制性示例，可以包括通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)和基于多核处理器架构的处理器中的一种或多种。

应当理解，以上描述是对本发明的说明，而不应当被解释为限制本发明。在不背离如所附权利要求限定的本发明的真实精神和范围的情况下，本领域技术人员可以想到各种修改和应用。

Claims (37)

1.一种通信装置，包括：

数字处理设备，被配置为生成数字传输信号，

数模转换器，连接到所述数字处理设备并且被配置为将所述数字传输信号转换为模拟传输信号，

功率放大器，连接到所述数模转换器并且被配置为放大所述模拟传输信号，以及

天线滤波器，连接到所述功率放大器并且被配置为对放大的所述模拟传输信号进行滤波，其中所述天线滤波器被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率，

其中所述数字处理设备被配置为执行：

作为降低峰值功率的过程而应用波峰因子降低算法，其中在所述过程中产生具有不同频率的误差分量，以及

操控所述误差分量的频谱，使得所述误差分量的至少一部分被设置在所述天线滤波器的所述至少一个阻带中；

其中所述波峰因子降低算法包括至少一个波峰因子降低级，每个波峰因子降低级包括：

脉冲生成部件，被配置为基于阈值对输入信号的幅度进行限幅，脉冲整形部件，被配置为基于预定义频率响应，将所述脉冲生成部件的输出信号的频率限制为所述至少一个通带和所述至少一个阻带的频率，以及

减法部件，被配置为从所述输入信号中减去所述脉冲生成部件的输出信号。

2.根据权利要求1所述的装置，其中多个阻带被提供，并且

所述天线滤波器被配置为：在所述阻带中的至少一个阻带中，与在其他阻带中相比更强地衰减频率，所述至少一个阻带被定义为增强阻带，并且

所述数字处理设备被配置为：在所述增强阻带中，与在不是增强阻带的其他阻带中，处置更高水平的误差分量。

3.根据权利要求1所述的装置，其中过渡区域被定义在所述至少一个通带与所述至少一个阻带之间，并且所述数字处理设备被配置为在所述过渡区域中不设置误差分量。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述数字处理设备被配置为：在所述波峰因子降低算法中，应用用于降低所述峰值功率的预定义阈值和用于操控所述误差分量的所述频谱的预定义频率响应。

5.根据权利要求1所述的装置，其中多个波峰因子降低级被串行提供。

6.根据权利要求5所述的装置，其中针对所述多个波峰因子降低级中的每一个波峰因子降低级，相同的预定义阈值和/或相同的预定义频率响应被应用，或者不同的预定义阈值和/或不同的预定义频率响应被应用。

7.根据权利要求5或6所述的装置，其中所述波峰因子降低算法还包括上采样部件，所述上采样部件被配置为：对所述数字传输信号进行上采样，并且作为所述波峰因子降低级的所述输入信号提供上采样的所述数字传输信号，或者向所述波峰因子降低级的串联连接中的第一波峰因子降低级提供上采样的所述数字传输信号，其中在所述上采样期间提高的采样速率被用于所有波峰因子降低级中，并且经由所述数模转换器被用于模拟信号传输。

8.根据权利要求1所述的装置，还包括天线，其中所述天线被配置为：接收从所述天线滤波器输出的所述模拟传输信号。

9.根据权利要求1所述的装置，其中所述数字处理设备被配置为：基于以dB所测量的并且是频率f的函数的频谱掩模发射限度、所述掩模的余量、和/或天线滤波器阻带衰减，来确定用于设置误差分量的可用空间，以及

所述数字处理设备被配置为：操控所述误差分量的频谱，使得所述误差分量在任何频率处都不超过所确定的所述可用空间。

10.根据权利要求9所述的装置，其中

用于设置误差分量的可用空间基于以下公式来确定：

DumpingRoom_dBm(f)＝EmissionLimit_dBm(f)–Margin_dB(f)–

AntennaFilterAttenuation_dB(f)，其中

DumpingRoom_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的可用于设置误差分量的所述空间，并且是所述频率f的函数，

EmissionLimit_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的所述频谱掩模发射限度，并且是所述频率f的函数，

Margin_dB(f)是以dB所测量的所述掩模的所述余量，并且是所述频率f的函数，并且

AntennaFilterAttenuation_dB(f)是以dB所测量的所述天线滤波器阻带衰减，并且是所述频率f的函数，并且

其中所述数字处理设备被配置为：操控所述误差分量的频谱，使得所述误差分量在任何频率处都不超过DumpingRoom_dBm(f)。

11.根据权利要求9或10所述的装置，其中所述数字处理设备被配置为：还通过考虑所述功率放大器的衰减，来确定用于设置误差分量的所述可用空间。

12.根据权利要求1所述的装置，其中所述数字处理设备被配置为：从所述天线的所述频率响应、所述天线滤波器的所述频率响应和所述功率放大器的所述频率响应，获取用于操控所述误差分量的频谱的频率响应。

13.根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个通带对应于具有预定带宽的至少一个载波。

14.根据权利要求1所述的装置，其中所述数字处理设备被配置为：根据所述天线滤波器的阻带的特定频率范围的位置，来确定所述频率范围中的所述误差分量的量。

15.根据权利要求1所述的装置，其中所述天线滤波器被配置为：相对于所述至少一个通带中通过的频率，来衰减所述至少一个阻带中的频率。

16.根据权利要求2所述的装置，其中所述天线滤波器被配置为：相对于不是增强阻带的其他阻带中的频率，来衰减所述至少一个增强阻带中的频率。

17.一种基站，包括根据权利要求1至16中的一项的装置。

18.一种移动设备，包括根据权利要求1至16中的一项的装置。

19.一种用于通信控制装置的方法，所述装置包括：

数字处理设备，被配置为生成数字传输信号，

数模转换器，连接到所述数字处理设备并且被配置为将所述数字传输信号转换为模拟传输信号，

功率放大器，连接到所述数模转换器并且被配置为放大所述模拟传输信号，以及

天线滤波器，连接到所述功率放大器并且被配置为对放大的所述模拟传输信号进行滤波，其中所述天线滤波器被配置为使至少一个通带中的频率通过并且衰减至少一个阻带中的频率，

其中所述方法包括：

作为降低峰值功率的过程而应用波峰因子降低算法，其中在所述过程中产生具有不同频率的误差分量，以及

操控所述误差分量的频谱，使得所述误差分量的至少一部分被设置在所述天线滤波器的所述至少一个阻带中；

其中所述波峰因子降低算法包括至少一个波峰因子降低级，每个波峰因子降低级包括：

脉冲生成部件，被配置为基于阈值对输入信号的幅度进行限幅，脉冲整形部件，被配置为基于预定义频率响应，将所述脉冲生成部件的输出信号的频率限制为所述至少一个通带和所述至少一个阻带的频率，以及

减法部件，被配置为从所述输入信号中减去所述脉冲生成部件的输出信号。

20.根据权利要求19所述的方法，其中多个阻带被提供，并且所述天线滤波器被配置为：在所述阻带中的至少一个阻带中，与在其他阻带中相比更强地衰减频率，所述至少一个阻带被定义为增强阻带，并且所述方法还包括：

在所述增强阻带中，与不是增强阻带的其他阻带中相比，处置更高水平的误差分量。

21.根据权利要求19所述的方法，其中过渡区域被定义在所述至少一个通带与所述至少一个阻带之间，并且所述方法还包括：

在所述过渡区域中不设置误差分量。

22.根据权利要求19所述的方法，还包括：

在所述波峰因子降低算法中，应用用于降低所述峰值功率的预定义阈值和用于操控所述误差分量的所述频谱的预定义频率响应。

23.根据权利要求19所述的方法，其中多个波峰因子降低级被串联提供。

24.根据权利要求23所述的方法，其中针对所述多个波峰因子降低级中的每一个波峰因子降低级，相同的预定义阈值和/或相同的预定义频率响应被应用，或者不同的预定义阈值和/或不同的预定义频率响应被应用。

25.根据权利要求23或24所述的方法，其中所述波峰因子降低算法还包括上采样部件，所述上采样部件被配置为：对所述数字传输信号进行上采样，并且作为所述波峰因子降低级的所述输入信号提供上采样的所述数字传输信号，或者向所述波峰因子降低级的串联连接中的第一波峰因子降低级提供上采样的所述数字传输信号，其中在所述上采样期间提高的采样速率被用于所有波峰因子降低级中，并且经由所述数模转换器被用于模拟信号传输。

26.根据权利要求19所述的方法，其中所述装置还包括天线，其中所述天线被配置为接收从所述天线滤波器输出的所述模拟传输信号。

27.根据权利要求19所述的方法，还包括：

基于以dB所测量的并且是频率f的函数的频谱掩模发射限度、所述掩模的余量、和/或天线滤波器阻带衰减，来确定用于设置误差分量的可用空间，以及

操控所述误差分量的所述频谱，使得所述误差分量在任何频率处都不超过所确定的所述可用空间。

28.根据权利要求27所述的方法，其中

用于设置误差分量的可用空间基于以下公式来确定：

DumpingRoom_dBm(f)＝EmissionLimit_dBm(f)–Margin_dB(f)–

AntennaFilterAttenuation_dB(f)，其中

DumpingRoom_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的可用于设置误差分量的所述空间，并且是所述频率f的函数，

EmissionLimit_dBm(f)是以dBm/Hz所测量的所述频谱掩模发射限度，并且是所述频率f的函数，

Margin_dB(f)是以dB所测量的所述掩模的所述余量，并且是所述频率f的函数，并且

AntennaFilterAttenuation_dB(f)是以dB所测量的所述天线滤波器阻带衰减，并且是所述频率f的函数，并且

所述方法还包括：操控所述误差分量的所述频谱，使得所述误差分量在任何频率处都不超过DumpingRoom_dBm(f)。

29.根据权利要求27所述的方法，还包括：

还通过考虑所述功率放大器的衰减，来确定用于设置误差分量的所述可用空间。

30.根据权利要求19所述的方法，还包括：

从所述天线的所述频率响应、所述天线滤波器的所述频率响应和所述功率放大器的所述频率响应，获取用于操控所述误差分量的频谱的频率响应。

31.根据权利要求19所述的方法，其中所述至少一个通带对应于具有预定带宽的至少一个载波。

32.根据权利要求19所述的方法，还包括：

根据所述天线滤波器的阻带的特定频率范围的位置，来确定所述频率范围中的所述误差分量的量。

33.根据权利要求19所述的方法，其中所述天线滤波器被配置为：相对于所述至少一个通带中通过的频率，来衰减所述至少一个阻带中的频率。

34.根据权利要求20所述的方法，其中所述天线滤波器被配置为：相对于不是增强阻带的其他阻带中的频率，来衰减所述至少一个增强阻带中的频率。

35.根据权利要求19所述的方法，其中所述方法在基站或者移动设备中执行。

36.一种计算机程序产品，包括代码部件，所述代码部件当在处理部件或者模块上运行时，用于执行根据权利要求19至35中任一项的方法。

37.根据权利要求36所述的计算机程序产品，其中所述计算机程序产品体现在计算机可读介质上，和/或所述计算机程序产品直接可加载到所述计算机的内部存储器中，和/或通过上传过程、下载过程和推送过程中的至少一种经由网络可传输。