CN115943549A - 调节降压-升压转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于调节时钟控制的降压‑升压转换器（TH）的方法，所述降压‑升压转换器具有两个开关元件（SE1、SE2）和一个电感（L），并且由所述降压‑升压转换器将输入电压（Ue）转换为经调节的输出电压（Ua）。在此第一开关元件或降压转换器开关元件（SE1）由第一控制信号（S1）时钟控制，并且第二开关元件或升压转换器开关元件（SE2）由第二控制信号（S2）时钟控制。所述第一控制信号（S1）和所述第二控制信号（S2）从由用于调节降压‑升压转换器（TH）的输出电压（Ua）的调节器单元（RE）提供并且设定所述第一和第二开关元件（SE1、SE2）的接通持续时间（Te1、Te2）的调节器调节变量（SG）中导出。在此根据所述降压‑升压转换器（TH）的输入电压（Ue）和输出电压（Ua）从所述调节器调节变量（SG）中为所述第一控制信号（S1）产生第一调节变量（SG1）并且为所述第二控制信号（S2）产生第二调节变量（SG2）。为了产生所述第一调节变量（SG1）用可预给定的第一增益（k1）放大所述调节器调节变量（SG）。为了产生所述第二调节变量（SG2）从所述调节器调节变量（SG）中减去偏移值(OW)并且用可预给定的第二增益（k2）来放大所述调节器调节变量（SG），所述可预给定的第二增益最大等于或小于所述可预给定的第一增益。为了生成第一或第二控制信号（S1、S2），然后将两个调节变量（SG1、SG2）与锯齿信号（CT）进行比较并且对应地操控或时钟控制降压‑升压转换器（TH）的两个开关元件（SE1、SE2）。

Description

调节降压-升压转换器的方法
技术领域
本发明总体上涉及电气工程领域，特别是功率电子设备和功率电子电路的领域。具体地，本发明涉及一种用于调节直流电压转换器、特别是时钟控制的降压-升压转换器的方法，所述直流电压转换器具有两个开关元件和一个电感或扼流圈，并且由所述直流电压转换器将输入电压转换为经调节的输出电压。在此，分配给所述降压-升压转换器的降压转换器部分的第一开关元件由第一控制信号进行时钟控制，并且分配给所述降压-升压转换器的升压转换器部分的第二开关元件由第二控制信号进行时钟控制。在此，第一和第二控制信号都从调节器调节变量中导出，所述调节器调节变量由用于调节降压-升压转换器的输出电压的调节器单元提供并且设定了第一和第二开关元件的接通持续时间。
背景技术
在许多领域，例如工业领域的自动化、汽车领域等，开关电源部件或开关设备现在被用作设施中控制设备、电子设备、驱动器等的电源等。它们主要用于将负载或耗电器(例如驱动器、电机、控制设备等)连接到电网或电源(例如电池)，并为所述负载或耗电器供应大多恒定且通常预给定的电压。因此，开关电源部件将大多不稳定的输入电压(通常作为直流或交流电压来自电源)转换为恒定的输出电压以用于为所述负载或所述耗电器供电。在此，通过控制和调节流入所述开关电源部件或所述负载的能量来实现输出电压和/或输出电流的恒定。
根据要求，存在不同版本的开关电源部件。例如为了连接到交流电压网或交流电压源，可以在所述开关电源部件中对电网电压进行整流。为了将经过整流的输入电压或不稳定或波动的直流电压转换为恒定的输出电压，通常使用所谓的直流电压转换器或DC-DC转换器。这些转换器例如也可以尤其是在高性能应用中在开关电源部件中用作滤波器和/或用于有源功率因数校正(PFC)。由此例如由开关电源部件引起的对电网的负面影响，即所谓的电网反作用，可以保持在最低限度。
直流电压转换器或DC-DC转换器通常是将在输入端处输送的(大多不稳定的)直流电压(例如，经过整流的交流电压、来自电池模块的直流电压等)转换为输出端处的直流电压的电路。转换器输出端处的这个直流电压或所述输出电压可以具有比输入端处输送的电压或输入电压更低、相同或更高的电压电平。输入电压到大多预给定的输出电压的转换通常借助于至少一个周期性工作的开关元件(例如半导体开关元件等)和储能器进行，所述储能器在所谓的“感应转换器”的情况下例如可以实施为电感(例如线圈、扼流圈、变压器)。与此相反，具有电容存储的转换器(电容转换器)称为电荷泵。
可以提供大于、等于和/或低于输入电压的输出电压(取决于应用)的直流电压转换器是例如所谓的降压-升压转换器，其也称为
Figure GDA0004045010210000021
转换器或Buck-Boost转换器。在降压转换器中，例如在降压转换器的下游连接了升压转换器。在此，降压转换器和升压转换器均具有至少一个开关元件并且共享实施为电感器或线圈的公共储能器。例如在图1的上部示意性地示出了降压-升压转换器的示例性电路。
降压转换器尤其是在输入电压(例如经过整流的交流电压等，经过整理的交流电压具有所谓的纹波或残余纹波)波动时使用。输入电压可以在具有固定开关频率的连续运行中或在降压-升压转换器的不连续运行或间歇运行(DCM-discontinuousconductionmode，不连续导通模式)中转换为经调节的输出电压。
在具有固定开关频率的连续运行的情况下，例如降压-升压转换器的开关元件以每个时间间隔固定数量的开-关过程进行切换。这尤其是在输入电压或输出电压较高的情况下具有缺点，即这些开关元件不会在最佳时间点接通，并且由于固定频率的操控可能出现高开关损耗和高干扰发射(例如以噪声和/或电磁辐射的形式——所谓的EMV干扰)。例如Ridvan、Keskin等人的论文：“DesignofNon-InvertingBuck-BoostConverterforElectronic BallastCompatiblewithLEDDrivers”，康奈尔大学图书馆，纽约，2019年4月公开了一种用于在连续运行时作为LED驱动器的负载的未倒置降压-升压转换器的电路。
当在降压-升压转换器的不连续或间歇运行(DCM)中将输入电压转换为经调节的输出电压时，相应的开关元件例如在降压-升压转换器的电感去磁之后接通。由此出现死区时间。在不连续运行中对开关元件进行固定频率的操控时，如果例如包含在开关元件(例如场效应晶体管等)中和电感中(例如扼流圈、变压器等)的寄生电容在下一次接通时间点被充电到对应的高电压，则同样可能出现高开关损耗。当开关元件在下一个时钟周期接通时，这些寄生电容例如会通过开关元件(例如晶体管)放电或充电，并在此过程中根据施加的电压产生或多或少的高电流峰值，这些电流峰值在对应的高电压时导致对应的高开关损耗。
为了最小化这些开关损耗，特别是在高输入电压和输出电压的情况下，例如可以寻求降压-升压转换器的开关元件的所谓准谐振开关或所谓波谷开关(Valley-Switching)。在准谐振开关的情况下，例如借助于识别电路识别所述转换器的至少一个开关元件的电压的最小值(也称为“波谷”)，并且在这个时间点才接通所述至少一个开关元件。由于寄生电容被放电到最小电压，因此通过这种方式浪涌电流峰值得到最小化，实现了开关损耗和辐射干扰的降低。准谐振操控需要对应地操控具有共同的、可变的开关频率但不同接通持续时间的开关元件，这些接通持续时间通过对应的控制信号预给定。
此外，降压-升压转换器可以根据输入电压和输出电压之间的比率以不同的运行模式运行。例如，如果输入电压明显高于输出电压，则降压-升压转换器大多仅在降压模式下运行。也就是说，在该模式中仅切换降压转换器的开关元件，而升压转换器的开关元件始终保持断开。如果降压-升压转换器的输入电压和输出电压之间的差分电压例如低于某个最小值，则降压-升压转换器通常以所谓的混合运行方式运行。也就是说，降压转换器的开关元件和升压转换器的开关元件都以相同的开关频率但不同的接通持续时间进行切换。
例如可以借助于上级调节回路将降压-升压转换器的输出电压调节到预给定值，所述调节回路例如可以包含至少一个脉宽调制器，其中占空比能够为调节目的而改变。可以根据开关元件的占空比改变输入电压和输出电压之间的传输比。这意味着降压-升压转换器的调节通常是通过适当调整开关元件的控制信号的占空比或开关元件的接通持续时间来进行的，其中必须考虑诸如可变或波动的输入电压、负载变化、部件变化等影响。此外，运行模式之间的转换——例如从降压转换模式到混合运行或反过来——可能也会由于不连续性而导致调节时的干扰和损耗，这些干扰和损耗可能对整个系统——即降压-升压转换器和上级调节回路——产生不利影响。
例如，文献EP2479878B1公开了一种用于调节降压-升压转换器的方法。在该方法中，检测在降压转换器的开关元件中或在所谓的降压转换器开关元件中的电流，并且调节降压转换器开关元件，使得在电感或扼流圈去磁之后——即在所谓的降压-升压转换器的不连续运行中——存在明确的谐振状态，通过该谐振状态可以实现所谓的准谐振开关。
在所谓的准谐振开关或所谓的波谷开关中，降压-升压转换器的开关元件在开关元件两端的电压的最小值(也称为“波谷”)时大多同时接通，以将开关损耗和电磁干扰保持到低水平或最小化。例如，可以借助于识别电路识别转换器开关元件处电压变化过程中的最小值。在波谷期间接通会导致周期开始的持续复位(Impuls-Reset，脉冲复位)并由此导致开关频率的适配。
这意味着，在文献EP2479878B1中公开的用于降压-升压转换器的调节方法中虽然可以确保开关元件的明确的谐振状态以及因此无问题的、准谐振的并且因此低损耗的开关(接通)，然而所描述的控制方法没有考虑到受控系统的不连续性、不同的增益和非线性，降压-升压转换器根据输入电压与输出电压的比率并且尤其是在运行模式之间的转换期间可能具有所述不连续性、不同的增益和非线性。在调节降压-升压转换器时，这些不连续性和/或非线性可能导致负面影响(例如，调节回路中的干扰、振荡等)。因此，可能的上级调节回路必须例如相应缓慢地设计，由此动态过程(例如输入电压或负载的变化)只能非常缓慢地得到补偿。
此外，Yaow-Ming、Chen等人的文献：“Progressivesmoothtransitionforfour-switch-buck-boostconverterinphotovoltaicapplications”，EnergyConversionCongressandExposition(ECCE)，第3620-3625页，2011年9月公开了一种方法，该方法描述了具有光伏系统的四个开关元件的降压-升压转换器的不同运行模式之间的转换。在该文献中，根据相应的运行模式——即降压转换模式、升压转换模式以及在降压转换模式和升压转换模式之间的对应过渡区域内的混合运行——以及根据基于表格的电压放大预给定了开关元件的相应接通持续时间的预给定值，通过所述预给定值在降压转换模式和升压转换模式之间的过渡区域中实现线性调节。
发明内容
因此，本发明基于说明用于调节时钟控制的降压-升压转换器的方法的任务，通过该方法以简单且成本有利的方式对现有技术进行改进，特别是动态过程的快速和连续补偿，例如在输入电压和/或负载变化时或在不同运行模式之间转换时。
该任务通过根据独立权利要求的方法来解决。在从属权利要求中描述了本发明的有利实施方式。
根据本发明，该任务通过一种用于调节时钟控制的降压-升压转换器的方法来解决，所述降压-升压转换器具有两个开关元件和一个电感或扼流圈，并且由所述降压-升压转换器将输入电压转换为经调节的输出电压。在此，分配给降压-升压转换器的降压转换器部分的第一开关元件或降压转换器开关元件由第一控制信号时钟控制，而分配给所述降压-升压转换器的升压转换器部分的第二开关元件或升压转换器开关元件由第二控制信号时钟控制。第一控制信号和第二控制信号在此都从调节器调节变量中导出，所述调节器调节变量由用于调节降压-升压转换器的输出电压的调节器单元提供。在此，所述第一开关元件的接通持续时间和所述第二开关元件的接通持续时间由所述调节器调节变量定义。为此，根据所述降压-升压转换器的输入电压和输出电压从所述调节器调节变量中产生用于所述第一控制信号的第一调节变量和用于所述第二控制信号的第二调节变量。用可预给定的第一增益来放大所述调节器调节变量以产生用于所述第一控制信号的第一调节变量并因此操控所述第一开关元件或降压转换器开关元件。为了产生用于所述第二控制信号的第二调节变量或为了操控所述第二开关元件或升压器开关元件，从所述调节器调节变量中减去可预给定的偏移值并且用可预给定的第二增益来放大所述调节器调节变量。在此，所述第二增益最大等于或小于所述第一增益。
根据本发明提出的解决方案的主要方面在于，从由调节器单元基于所述降压-升压转换器的输出电压确定的调节器调节变量中根据所述降压-升压转换器的输入电压和输出电压的当前存在的组合产生两个调节变量，可以从这两个调节变量中彼此分开地导出用于所述降压-升压转换器的开关元件的相应控制信号，因此可以为开关元件定义不同的接通持续时间或关闭时间点。也就是说，根据降压-升压转换器的相应输入电压和输出电压，产生用于开关元件的两个不同的控制信号，使得降压-升压转换器针对用于调节输出电压的上级调节回路而言代表尽可能线性的受控系统。由此可以理想地为了尽可能快的引导和干扰行为而设计调节回路或降压-升压转换器的调节。由此可以非常快速地补偿诸如输入电压变化和/或负载变化的动态过程。通过根据本发明的方法和可从中导出的用于降压-升压转换器的脉宽调制的控制信号，有利地产生尽可能线性的受控系统并且因此以简单的方式产生尽可能快速的闭环调节回路，该调节回路在不同的工作点、不同的输入电压、不同的输出电压或负载情况下的补偿时间在很大程度上是相同的。由此也有助于集成到上级调节系统中。
通过从中导出用于相应开关元件的控制信号的两个调节变量，还可以实现运行模式、特别是降压器模式和混合运行之间的平滑过渡，在这些运行模式中降压-升压转换器可以根据输入电压和输出电压运行。由于第一调节变量和第二调节变量之间的偏移值，调节器调节变量必须首先超过该值，由此生成用于第二开关元件或升压转换器开关元件的第二控制信号并且第二开关元件开始切换。在所述偏移值以下，所述第二开关元件以及因此降压-升压转换器的升压转换器部分保持完全关断。这意味着只有降压转换器部分的第一开关元件提供时钟，而降压-升压转换器工作在所谓的降压转换模式下。
如果所述调节器调节变量超过了所述偏移值，则基于所述第二调节变量生成第二控制信号，并且所述第二开关元件开始切换。也就是说，降压-升压转换器从降压转换模式切换到混合运行，在所述混合运行时两个开关元件以不同的接通持续时间进行切换。随着调节器调节变量的增大，在两个控制信号情况下以及针对两个开关元件的接通持续时间连续增加，其中第二开关元件或升压转换器开关元件的接通持续时间由于第二调节变量的较小增益而比第一开关元件或降压转换器开关元件的接通持续时间更慢地增加。因此通过使用根据本发明的方法，可以根据降压-升压转换器的输入电压和输出电压的比率流畅地和连续地从降压转换模式切换到混合运行或反过来。
为了理想地防止在降压-升压转换器的降压转换模式和混合运行之间切换时的不连续性和不稳定性——这可能导致输入滤波器和/或降压-升压转换器的输入电压发生振荡，当调节器调节变量超过了所述偏移值时适配从所述调节器调节变量中导出第一调节变量，使得第一开关元件的接通持续时间立即减少。由此防止流过降压-升压转换器电感的电流突然变化，所述突然变化尤其是通过开关元件(例如场效应晶体管等)的非线性寄生电容引起的。为了在降压转换模式和混合运行之间实现理想的连续转换，例如根据不同的参数(例如输入电压、输出电压等)可能需要减少第一开关元件或降压转换器开关元件的接通持续时间。
有利的是，根据降压-升压转换器的输入电压和输出电压之间的差分电压来改变所述偏移值，尤其是增大。理想情况下，这种改变例如可以通过随着输入电压和输出电压之间的差分电压增加将偏移值从零增大到可预给定的最大值来进行。该增大例如可以线性进行。
通过根据降压-升压转换器的输入电压和输出电压之间的差分电压来改变所述偏移值，可以简单地实现：当输入电压和输出电压之间存在高差分电压时，其中输入电压大于输出电压，降压-升压转换器在降压转换模式下工作时间更长(即在更大的输出功率范围内)。这意味着最初仅开关降压-升压转换器的第一开关元件或降压转换器开关元件。切换到混合运行——即第二开关元件或升压转换器开关元件的额外开关将通过较高的偏移值在比较低差分电压情况下高的调节器调节变量时才进行，在较低差分电压时偏移值具有较低值。如果输入电压和输出电压之间的差分电压较低(即，如果输入电压和输出电压接近或几乎相同)，则例如对应较低的偏移值会被调节器调节变量提前(即，在较低输出功率时就已经)超过并且第二开关元件或升压转换器开关元件开始提早开关。也就是说，当输入电压和输出电压之间的差分电压较低时，降压-升压转换器比在差分电压较大时提早地(即，在较低输出功率时就已经)在混合运行下工作。
此外有利的是，所述第一调节变量受第一上限限制并且所述第二调节变量受第二上限限制。在此，为所述第一上限选择比第二上限更大的值，所述第一上限向上限制用于导出降压转换器开关元件的第一控制信号的第一调节变量，通过所述第二上限限制用于为升压转换器开关元件提供时钟的第二控制信号的第二调节变量。例如，可以根据降压-升压转换器的两个开关元件的共同开关频率的预给定或允许范围来选择第一上限和第二上限的可预给定值，例如在可预给定的功率范围内。此外，通过第一和第二调节变量的这两个上限，例如也不允许偏移值超过预给定的最大值，否则将在受控系统中产生不连续性。
此外有利的可能是，所述第二调节变量受可预给定的下限限制。在此，可以例如根据降压-升压转换器的输入电压和输出电压之间的差分电压来改变第二调节变量的可预给定下限。特别地，第二调节变量的下限可以随着输入电压和输出电压之间的差的减小而增大，例如从零增大到可预给定的最大值。下限的增大例如可以线性进行。通过这种方式，例如即使在负载很小且输入电压和输出电压之间的差分电压非常低的情况下也可以继续调节降压-升压转换器或输出电压。也就是说，当输出电压接近输入电压时，第二开关元件或升压转换器开关元件理想地已经以非常短的接通持续时间开始提供时钟。
此外有利的是，所述降压-升压转换器的两个开关元件由控制信号以共同的可变开关频率操控并且准谐振地开关。通过准谐振开关同时且损耗尽可能小地接通两个开关元件。在此，即使输入电压和/或输出电压或负载发生变化，两个开关元件也会在两个开关元件上施加的电压的电压最小值(波谷)时接通，并由此以简单的方式实现相对较低的开关损耗和低干扰发射——特别是在高输入电压或输出电压(例如100至1000伏特)时，并确保显著更高的效率。
根据本发明的方法的一种适宜的扩展规定，为可预给定的第一增益、可预给定的第二增益、所述第一上限和所述第二上限以及为偏移值和输入电压和输出电压之间的差分电压之间的关系选择预给定值，使得在可预给定的输出功率范围内所述降压-升压转换器的开关元件的共同开关频率位于可预给定的频率范围内。通过对应地预给定第一增益或第二增益以及第一和第二上限，可以确保在可预给定的功率范围内，两个开关元件的共同开关频率既不超过最大允许开关频率，也不低于最小允许开关频率。由此可以非常简单地在开关频率太高时防止高开关损耗和可能的高干扰发射，并且在开关频率太低时防止调节器单元或调节回路中的不稳定。
在根据本发明的方法的优选实施变体中规定，为了从所述调节器调节变量中产生所述第一调节变量使用值为1的增益作为可预给定的第一增益。这意味着，所述调节器调节变量很大程度上被用作第一调节变量并且仅受可预给定的第一上限的限制，以便从中导出用于第一开关元件或降压转换器开关元件的第一控制信号。
此外可能有利的是，为了从所述第一调节变量中生成用于所述第一开关元件的第一控制信号并且为了从所述第二调节变量中生成用于所述第二开关元件的第二控制信号使用由振荡器单元产生的锯齿信号。为此，例如借助于两个比较器单元将所述锯齿信号与第一和第二调节变量进行比较。通过这种简单的方式，可以利用振荡器单元和锯齿信号产生用于操控降压-升压转换器的第一和第二开关元件的两个脉宽调制的控制信号。
在本发明的一种适宜的设计中规定，为了从由所述调节器单元提供的调节器调节变量中导出所述第一调节变量和所述第二调节变量，使用调节变量控制单元。这意味着，可以设置形式为调节变量控制单元的单独单元来用于执行根据本发明的方法。然后由所述调节变量控制单元例如基于由调节器单元提供的调节器调节变量和基于输入参数(例如降压-升压转换器的相应输入电压和相应输出电压)提供第一和第二调节变量作为输出信号，以从中导出第一和第二控制信号。在此，所述调节变量控制单元例如可以实现为模拟电路，例如借助于运算放大器的模拟电路。
替代地，所述调节变量控制单元也可以设计为数字电路，例如在使用数字信号处理器或DSP的情况下。理想地，于是振荡器单元和比较器单元的功能也借助于数字信号处理器来实现，所述振荡器单元和比较器单元例如对于从调节变量中导出控制信号是必要的。由此，用于执行根据本发明的调节方法的电路布置或本发明调节方法的实现可以简单且成本有利地设计。
本发明的一个优选实施方式规定，作为用于调节所述降压-升压转换器的输出电压的调节器单元使用具有从属电流调节的电压调节器。特别地，所述调节器单元使用所谓的平均电流模式控制作为调节方法。在此，电压调节器基于例如降压-升压转换器的输出电压的实际值和额定值为下级电流调节器预给定例如流过降压-升压转换器的电感或扼流圈的电流的平均值的平均电流额定值。下级电流调节器然后直接或间接检测例如流过扼流圈的电流，然后产生调节变量，该调节变量用于产生第一和第二调节变量并由此用于导出用于开关或时钟控制降压-升压转换器的开关元件或用于确定各个开关元件的关断时间点的控制信号。
此外有利的是，所述降压-升压转换器在连续运行和非连续运行下运行。于是所述降压-升压转换器在不连续或间歇的运行下在最佳时间点开关。相反，如果在降压-升压转换器的输出端上施加了对应的过载，则降压-升压转换器平滑地切换到连续运行，以不低于最小允许开关频率并且由此防止调节器单元或调节回路中的不稳定。
附图说明
下面基于附图以示例性方式解释本发明。
图1以示意性和示例性的方式示出了用于执行根据本发明的用于调节直流电压转换器、特别是降压-升压转换器的方法的系统，
图2示例性地示出了根据本发明的用于调节降压-升压转换器的方法的第一和第二调节变量与调节器调节变量之间的关系，
图3a示例性地示出了第一和第二调节变量与调节器调节变量之间的关系，其中借助于缩放在降压转换模式和混合运行之间的转换期间减少降压转换器开关元件的接通持续时间，图3b示例性地示出了第一和第二调节变量与调节器调节变量之间的关系，其中在降压转换模式和混合运行之间的转换期间降压转换器开关元件的接通持续时间恒定减少，图4示出了用于控制降压-升压转换器的开关元件的示例性的信号变化过程。
具体实施方式
图1示意性地并且以示例的方式示出了用于执行根据本发明的用于调节时钟控制的降压-升压转换器TH的方法的系统。降压-升压转换器TH可以将输入电压Ue转换为大于、等于或小于输入电压Ue的经调节的输出电压Ua。为此，降压-升压转换器TH可以根据输入电压Ue和输出电压Ua之间的比率在不同的运行模式下运行，例如在降压转换模式和/或混合运行下。
降压-升压转换器TH——如图1的上部示例性所示——包括降压转换器，在所述降压转换器的下游连接了升压转换器。在输入侧，通常设置输入电容C1，输入电压Ue施加在该输入电容C1上。输入电压Ue与输出电压Ua涉及相同的基准电位。此外，降压-升压转换器TH的示例性电路布置具有电感L或扼流圈L，其经由第一开关元件SE1连接到输入电压Ue，该第一开关元件SE1也可以称为降压转换器开关元件SE1。电感L和第一开关元件SE1和基准电位之间的连接具有第一二极管D1，当降压转换器开关元件SE1关断时，第一二极管D1导通。
在输出侧，被扼流圈电流IL流过的电感L经由第二二极管D2与降压-升压转换器TH的输出端连接。电感L和第二二极管D2之间的连接经由第二开关元件SE2连接到基准电位，第二开关元件SE2也可以称为升压转换器开关元件SE2。此外，在输出侧设置输出电容C2。
降压-升压转换器TH的两个开关元件SE1、SE2由经过脉宽和频率调制的控制信号S1、S2以共同的可变开关频率操控并且可以例如以准谐振方式开关。也就是说，两个开关元件SE1、SE2在施加于开关元件SE1、SE2上的电压的电压最小值(波谷)时同时接通。相应的开关元件SE1、SE2的接通持续时间可以由对应的控制信号S1、S2预给定。在此，第一控制信号S1用于操控第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1，第二控制信号S2用于操控第二开关元件SE2或升压转换器开关元件SE2。
为了导出经过脉宽和频率调制的控制信号S1、S2，使用调节回路将输出电压Ua,ist调节到可预预给定的额定值Ua,soll，该额定值在图1的下部中以示例和示意性的方式示出。作为调节方法在此例如使用所谓的平均电流模式控制。为此使用调节器单元RE，其例如被设计为具有从属电流调节的电压调节器。在此，由电压调节器例如基于可预给定的额定值Ua,soll和降压-升压转换器TH的当前输出电压Ua,ist向从属的电流调节器预给定平均电流额定值——例如针对流过降压-升压转换器的扼流圈的电流的平均值。然后由下级电流调节器直接或间接检测电流，例如流过扼流圈L的电流IL，并从中确定调节器调节变量SG。通过所述调节器调节变量设定第一或第二开关元件SE1、SE2的相应接通持续时间，因为所述调节器调节变量用于导出控制信号S1、S2以对降压-升压转换器的开关元件SE1、SE2进行切换或时钟控制。
然后通过调节变量控制单元SGS可以根据输入电压Ue和输出电压Ua从调节器调节变量SG中分别导出用于降压-升压转换器TH的第一和第二开关元件SE1、SE2的自己的调节变量SG1、SG2。为此，以可预给定的第一增益放大调节器调节变量SG，以产生用于导出第一控制信号S1的第一调节变量SG1。例如，可以将值为1的增益用作可预给定的第一增益。由此，调节器调节变量SG在很大程度上被无变化地例如接纳为第一调节变量SG1。
为了产生用于导出第二控制信号S2的第二调节变量SG2，从调节器调节变量SG中减去偏移值，并且以可预给定的第二增益放大调节器调节变量SG。在此，选择以下增益作为可预给定的第二增益，该增益最多等于但大多低于用于产生第一调节变量SG1的可预给定的第一增益。
可预给定的第一增益和可预给定的第二增益例如可以按照以下方式选择，即使得在可预给定的功率范围内降压-升压转换器TH的开关元件SE1、SE2的共同的可变开关频率位于预给定的范围内。例如，第一和第二增益可以被选择为，使得在可预给定的功率范围内，所述开关频率既不超过最大允许开关频率也不低于最小允许开关频率。
调节变量控制单元SGS例如可以实施为模拟电路，例如在使用运算放大器的情况下。替代地，调节变量控制单元SGS可以实现为数字电路，例如具有数字信号处理器的数字电路。
然后，由调节器单元RE提供的调节变量SG或从其导出的调节变量SG1、SG2例如设定降压-升压转换器TH的相应开关元件SE1、SE2的接通持续时间或关断时间点。从而例如第一调节变量SG1可以预给定第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1的接通持续时间或关断时间点。第二调节变量SG2例如可以预给定第二开关元件SE2或升压转换器开关元件SE2的接通持续时间或关断时间点。
为了从由调节变量控制单元SGS预给定的调节变量SG1、SG2得到两个经过脉宽和频率调制的控制信号S1、S2——尤其是得到两个开关元件SE1、SE2的不同接通持续时间或关断时间点，例如将相应调节变量SG1、SG2与锯齿信号CT进行比较。这例如可以借助于比较器单元KE1、KE2来进行。锯齿信号CT可以例如由振荡器单元OS(例如锯齿发生器)生成。两个比较器单元KE1、KE2然后例如直接或间接地提供经过脉宽和频率调制的控制信号S1、S2，然后利用这些控制信号对两个开关元件SE1、SE2进行开关。在调节变量控制单元SGS以数字方式实现的情况下，例如借助于数字信号处理器，振荡器单元OS的功能和比较器单元KE1、KE2的功能也可以理想地借助于数字信号处理器来实现。
在图2中示意性地并且示例性地示出了针对输入电压Ue和输出电压Ua的组合作为调节变量控制单元SGS的输出信号的第一调节变量SG1和第二调节变量SG2与作为调节变量控制单元SGS的输入信号的调节器调节变量SG的关系或变化过程。为此，将调节器调节变量SG绘制在水平轴(x轴)上。可以在纵轴(y轴)上分别读取第一调节变量SG1和第二调节变量SG2的对应值。
用于导出第一控制信号S1的第一调节变量SG1的示例性变化过程例如在两个轴的交点处开始并且以具有斜率k1的直线的形式延伸。在此，所述直线的对应于调节器变量SG的可预给定的第一增益k1的斜率k1例如可以具有值1。这意味着，具有例如为1的第一增益——即基本上不变——的调节器调节变量被采用为第一调节变量SG1。在此，第一调节变量SG1仅受可预给定的第一上限SG1max的限制。第一上限SG1max例如可以被选择为，使得在可预给定的功率范围内两个开关元件SE1、SE2的开关频率位于预给定的频率范围内。
第二调节变量SG2的示例性变化过程示出第二调节变量SG2沿正x轴移动了偏移值OW。从调节器调节变量SG中减去偏移值OW，以得到第二调节变量SG2。这例如通过沿x轴平行移动具有虚线直线形式的第一调节变量(SG1)的变化过程来示例性示出。偏移值OW例如可以根据降压-升压转换器TH的输入电压Ue和输出电压Ua之间的差分电压线性地改变，例如提高或增大。在此，例如在输入电压和输出电压Ue、Ua之间高差分电压的情况下，偏移值OW可以比在低差分电压的情况下更大。也就是说，当输入电压和输出电压Ue、Ua之间存在较大差异时，第二调节变量SG2沿着x轴的变化过程相对于第一调节变量SG1的变化过程比在较小差异时向右移动得更远。对于降压-升压转换器TH的运行，这意味着当存在高差分电压时(例如由于输入电压Ue大)，降压-升压转换器TH在降压转换模式中工作得更长，直到切换到混合运行为止。在输入电压和输出电压Ue、Ua之间存在小差异时，除了第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1之外，第二开关元件SE2或升压转换器开关元件SG2也提早(即，在较低输出功率时就已经)开始时钟控制。
此外，以可预给定的第二增益k2放大调节器调节变量SG，该第二增益对应于第二调节变量SG2的变化过程的斜率k2。由于可预给定的第二增益k2例如被选择为低于可预给定的第一增益k1，因此第二调节变量SG2的变化过程具有比第一调节变量SG1的平行移位的变化过程更小的斜率k2。在第一增益k1例如选择为1的情况下，可以为第二增益k2选择小于1的值，例如根据两个开关元件SE1、SE2的开关频率的允许或预给定范围——在可预给定的功率范围内。第二增益k2可以最大等于或小于第一增益k1。
此外，也用第二上限SG2max向上限制第二调节变量SG2。第二上限SG2max例如也可以被选择为，使得在可预给定的功率范围内两个开关元件SE1、SE2的开关频率位于预给定的范围内。此外，第二调节变量SG2由可预给定的下限SG2min向下限制，从而即使在小负载和输入电压与输出电压Ue、Ua之间的差分电压非常小的情况下，降压-升压转换器TH也保持可调节。在此，例如可以根据降压-升压转换器TH的输入电压和输出电压Ue、Ua之间的差分电压改变可预给定的下限SG2min，并且所述下限例如随着输入电压和输出电压Ue、Ua之间的差异减小而从零线性地提高到可预给定的最大值。也就是说，当输出电压Ua接近输入电压Ue时，第二开关元件SE2或升压转换器开关元件SE2理想地在输入电压与输出电压之间的差分电压低且输出功率低时就已经以非常短的接通持续时间开始时钟控制。
在降压转换模式和混合运行之间的转换期间，在调节时可能会出现不连续和不稳定，这些可能导致例如输入滤波器和/或降压-升压转换器TH的输入电压Ue中的振荡。为了防止这种情况发生，例如可以在调节器调节变量SG超过偏移值OW时借助于简单的补偿变体来适配从调节器器调节变量SG导出第一调节变量SG1，使得第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1的接通持续时间立即减少。通过这种方式，防止了流过降压-升压转换器TH的电感L的电流IL突然变化，所述突然变化特别是由开关元件SE1、SE2(例如场效应晶体管等)的非线性寄生电容引起的。
简单的补偿变体在图3a和3b中示例性地并且示意性地基于第一和第二调节变量SG1、SG2与调节器调节变量SG之间的关系示出。
图3a再次示出了绘制在垂直轴上的第一调节变量SG1和第二调节变量SG2之间与绘制在水平轴上的调节器调节变量SG的关系，其中在进入混合运行时第一开关元件SE1的接通持续时间例如借助于调节变量SG1的缩放来减少。
第二调节变量SG2与图2中示例性示出的与调节器调节变量的关系相比没有变化地在图3a中示出。也就是说，第二调节变量SG2再次具有第二上限SG2max和下限SG2min。第二调节变量SG2相对于第一调节变量SG1移动了偏移值OW并且具有可预给定的第二增益k2，所述第二增益对应于第二调节变量SG2的变化过程的斜率k2。
第一调节变量SG1再次受到第一上限SG1max的限制。直到调节器调节变量SG达到偏移值OW为止，第一调节变量SG1的斜率或增益都具有第一斜率或增益值k11(例如1)。一旦调节器调节变量SG超过偏移值OW——即降压-升压转换器TH从降压转换模式切换到混合运行，第一调节变量SG1就缩小。也就是说，将第一调节变量的斜率或增益改变为小于第一斜率或增益值k11的第二斜率或增益值k12。这在图3a中通过第一调节变量变化过程SG1与第一调节变量SG1的以虚线示出的原始调节变量变化过程的偏差示例性地示出。第一调节变量SG1的这种缩小导致第一控制信号S1的改变，从而导致第一开关元件SE1的接通持续时间减少，所述减少在切换为混合运行时可以立即生效。通过所述缩放的补偿变体，第一调节变量SG1例如在混合运行中具有比在降压转换运行中更小的斜率或增益kl2。取决于可以根据降压-升压转换器的输入电压Ue和输出电压Ua之间的差异线性改变的相应偏移值OW，第一开关元件SE1或降压转换器开关元件的接通持续时间可以在进入混合运行时减少不同的值。
图3b还示出了绘制在垂直轴上的第一调节变量SG1和第二调节变量SG2之间与绘制在水平轴上的调节器调节变量SG的关系。在此，然而当调节器调节变量SG达到偏移值OW时，第一开关元件SE1或降压转换器开关元件的接通持续时间减小了恒定值deltaSG1。在图3b中，第二调节变量SG2也与图2相比没有改变。也就是说，第二调节变量SG2再次具有第二上限SG2max和下限SG2min并且相对于第一调节变量SG1移动了偏移值OW。此外，第二调节变量又具有可预给定的第二增益k2，该第二增益对应于第二调节变量SG2的变化过程的斜率k2。
再次由第一上限SG1max限制的第一校正变量SG1具有带有斜率k1的变化过程，该变化过程对应于可预给定的第一增益。为了进行补偿，一旦调节器调节变量SG超过偏移值OW——即降压-升压转换器TH从降压转换模式切换为混合运行，就从第一调节变量SG1中减去恒定值deltaSG1。通过减去恒定值deltaSG1，改变了第一校正变量SG1和由此导出的第一控制信号S1。由此第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1的接通持续时间迅速或立即减少。在图3b中，这种减少通过从调节器调节变量SG达到偏移值OW开始第一调节变量SG1的变化过程在水平轴方向(即向下)平行移动恒定值deltaSG1来示例性地示出。通过减去恒定值deltaSG1，在进入混合运行时第一开关元件SE1的接通持续时间恒定地减少，而与当前偏移值OW无关。
图4中基于信号变化过程示意性和示例性地示出了如何从借助于根据本发明的方法例如在调节变量控制器SGS的输出端处提供的第一和第二调节变量SG1、SG2中分别导出用于操控降压-升压转换器TH的两个开关元件SE1、SE2的第一和第二控制信号S1、S2。
第一信号变化过程CT示出了例如由振荡器单元OS生成的锯齿信号CT的时间变化过程。在第一信号变化过程CT中还绘制了第一调节变量SG1和第二调节变量SG2，它们例如在图2、图3a或图3b所示根据降压-升压转换器TH的相应输入电压和输出电压Ue、Ua从调节器调节变量SG中确定。
第二信号变化过程S1示出了用于操控第一开关元件SE1或降压转换器开关元件SE1的第一控制信号S1的时间变化过程。
第三信号变化过程S2示出了用于操控第二开关元件SE2或升压转换器开关元件SE2的第二控制信号S2的时间变化过程。
由于较大的第一增益k1而始终高于第二调节变量SG2的第一调节变量SG1和第二调节变量SG2例如借助于两个比较器单元KE1、KE2与锯齿信号CT进行比较。由此产生了用于降压转换器开关元件SE1的第一控制信号S1和用于升压转换器开关元件SE2的第二控制信号S2，其中这两个控制信号S1、S2具有相同的周期持续时间T。从第二和第三信号变化过程S1、S2可以看出，两个控制信号在同一个接通时间点得到设置，例如借助于准谐振开关。然而，这两个控制信号S1、S2根据相应的调节变量SG1、SG2或它们的幅度在不同长度的接通持续时间Te1、Te2之后被复位。如果锯齿信号CT超过由于较低的第二增益k2而具有较低值的第二调节变量SG2，则控制信号S2如在第三信号变化过程S2中示例性示出地在第二开关元件或升压转换器开关元件SE2的接通持续时间Te2之后复位。如果上升的锯齿信号CT随后达到第一调节变量SG1的值，则第一控制信号S1也复位并且第一开关元件或降压转换器开关元件SE1在接通持续时间Te1之后关断。
因此，升压转换器开关元件SE2仍然仅在降压转换器开关元件SE1也接通时才接通。如果调节器调节变量SG不超过可预给定的、取决于降压-升压转换器TH的输入电压和输出电压Ue、Ua之间差异的偏移值，则第二调节变量SG2为零并且只有降压转换器开关元件SE1单独时钟控制或降压-升压转换器工作在降压转换模式或降压模式。

Claims (15)

1.一种用于调节降压-升压转换器（TH）的方法，所述降压-升压转换器具有两个开关元件（SE1、SE2）和一个电感，并且由所述降压-升压转换器将输入电压（Ue）转换为经调节的输出电压（Ua），其中第一开关元件（SE1）或降压转换器开关元件（SE1）由第一控制信号（S1）时钟控制，并且第二开关元件（SE2）或升压转换器开关元件（SE2）由第二控制信号（S2）时钟控制，并且其中所述第一控制信号（S1）和所述第二控制信号（S2）从由调节器单元（RE）提供的调节器调节变量（SG）中导出，所述第一开关元件（SE1）的接通持续时间（Te1）和所述第二开关元件（SE2）的接通持续时间（Te2）由所述调节器调节变量设定，
其特征在于，根据所述降压-升压转换器（TH）的输入电压（Ue）和输出电压（Ua）从所述调节器调节变量（SG）中产生用于导出所述第一控制信号（S1）的第一调节变量（SG1）和用于导出所述第二控制信号（S2）的第二调节变量（SG2），为了产生所述第一调节变量（SG1）用可预给定的第一增益（k1）放大所述调节器调节变量（SG），并且为了产生所述第二调节变量（SG2）从所述调节器调节变量（SG）中减去偏移值(OW )并且用可预给定的第二增益（k2）来放大所述调节器调节变量（SG），其中所述可预给定的第二增益（k2）最大等于或小于所述可预给定的第一增益（k1）。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述调节器调节变量（SG）超过所述偏移值（OW）时，改变从所述调节器调节变量（SG）中导出所述第一调节变量（SG1），使得所述第一开关元件（SE1）的接通持续时间（Te1）立即减少。
3.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其特征在于，根据所述降压-升压转换器（TH）的输入电压（Ue）和输出电压（Ua）之间的差分电压来改变所述偏移值（OW）。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，随着输入电压（Ue）和输出电压（Ua）之间的差分电压增加将所述偏移值（OW）从零增大到可预给定的最大值。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述第一调节变量（SG1）受第一上限（SG1max）限制并且所述第二调节变量（SG2）受第二上限（SG2max）限制。
6.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述第二调节变量（SG2）受可预给定的下限（SG2min）限制。
7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述降压-升压转换器（TH）的两个开关元件（SE1、SE2）由所述控制信号（S1、S2）以共同的可变开关频率操控并且准谐振地开关。
8.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为所述可预给定的第一增益（k1）、所述可预给定的第二增益（k2）、所述第一上限（SG1max）、所述第二上限（SG2max）以及为偏移值（OW）与输入电压（Ue）和输出电压（Ua）之间的差分电压之间的关系选择预给定值，使得在可预给定的输出功率范围内所述降压-升压转换器（TH）的开关元件（SE1、SE2）的共同开关频率位于可预给定的频率范围内。
9.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为了从所述调节器调节变量（SG）中产生所述第一调节变量（SG1）使用值为1的增益作为可预给定的第一增益（kl）。
10.根据前述权利要求中的一项所述的方法，其特征在于，为了从所述第一调节变量（SG1）中生成用于所述第一开关元件（SE1）的第一控制信号（S1）并且为了从所述第二调节变量（SG2）中生成用于所述第二开关元件（SE2）的第二控制信号（S2）使用由振荡器单元（OS）产生的锯齿信号（CT）。
11.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为了从由所述调节器单元（RE）提供的调节器调节变量（SG）中导出所述第一调节变量（SG1）和所述第二调节变量（SG2），使用调节变量控制单元（SGS）。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述调节变量控制单元（SGS）实现为借助于运算放大器的模拟电路。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述调节变量控制单元（SGS）实现为借助于数字信号处理器的数字电路。
14.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，作为用于调节所述降压-升压转换器（TH）的输出电压（Ua）的调节器单元（RE）使用具有从属电流调节的电压调节器。
15.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，所述降压-升压转换器（TH）在连续运行和非连续运行下运行。
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