CN115913852A - 一种新型高载波抑制四相平衡式调制器 - Google Patents

一种新型高载波抑制四相平衡式调制器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，包括：四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；四路混频电路相同，四路混频电路的输入端分别与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号I+和I‑、Q+和Q‑分别进入四路混频电路；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后形成用于驱动各混频电路的载波信号，分别对基带信号进行混频调制，产生混频调制信号，各路混频调制信号进入射频合成网络合成为一路后输出。相比谐波混频和放大基带信号等改善载波抑制的方法，本发明在射频输出端不需要90°功分桥，在基带上不需要基带放大器，因此在实现高载波抑制的同时，保证了较宽的带宽范围内调制性能良好。

Description

一种新型高载波抑制四相平衡式调制器
技术领域
本发明属于电子技术领域，涉及一种微波毫米波高载波抑制调制器。
背景技术
在直接调制发射机中，需要进行调制器设计来替代传统的上变频器，通常使用正交调制的方式来实现多种调制方式并增加频谱利用率，正交调制器实际上是利用I、Q两路正交的载波信号作为本振形成最终的调制信号，射频输出功率与载波泄露的比值即为载波抑制，载波抑制指标是正交调制器最重要的指标之一，其传统构成如图1所示；
目前为了提高载波抑制通常采用两种办法：
1.提高IQ基带信号的输入功率；提高输入功率后，由于载波泄露绝对功率不变，可改善抑制比，但提高输入功率需要增加额外的基带放大电路，当基带带宽较大时(例如大于1GHz)，则该基带放大电路实现难度较大，同时较大的输入功率会导致调制器非线性急剧恶化，会影响到系统的稳定度和交调等指标；
2.采用谐波混频器来实现调制器中的混频；即采用载波频率的一半频率作为本振驱动，该二分之一次本振进入混频器后，其二次谐波即载波频率与基带信号进行混频产生所需的调制信号，该方案需要在射频上增加90度移相，通常其宽带性能较差，在宽带下的EVM常会恶化，且当二分之一次本振的二倍频进入混频器后仍然会导致载波频率泄露。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：相比谐波混频和放大基带信号等改善载波抑制的方法，本发明提供了一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，在射频输出端不需要90°功分桥，在基带上不需要基带放大器，因此在实现高载波抑制的同时，保证了较宽的带宽范围内调制性能良好。
本发明所采用的技术方案是：一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，包括：四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；
四路混频电路相同，四路混频电路的输入端分别与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号I+和I-、Q+和Q-分别进入四路混频电路；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后形成用于驱动各混频电路的载波信号，分别对基带信号进行混频调制，产生混频调制信号，各路混频调制信号进入射频合成网络合成为一路后输出。
进一步的，所述载波分配网络包括一个180°桥和两个90°桥，载波信号进入180°桥后形成0°与180°两路载波信号，0°与180°两路载波信号分别进入两个相同的90°桥，形成四路用于驱动混频器的载波信号，四路用于驱动混频器的载波信号的相位值分别为0°、90°、180°、270°。
进一步的，所述载波分配网络中的180°桥的输入端口与本振输入信号相连，隔离端口连接50欧姆电阻到地。
进一步的，所述90°桥的隔离端口均连接50欧姆电阻到地。
进一步的，所述两个90°桥中，第一个90°桥输出端分别连接到I+和Q+混频电路的本振端口；第二个90°桥输出端分别连接到I-和Q-混频电路的本振端口。
进一步的，所述90°桥的输入输出特征阻抗均为50欧姆，负载电阻均为50欧姆。
进一步的，所述射频合成网络包含三个功分/合路器，实现四路调制混频后的信号合为一路，合成后输出为IQ调制后的信号，其中，两路I路、两路Q路调制信号分别合成相加，而两路I路、两路Q路载波信号因相位相反而合成对消。
进一步的，所述射频合成网络中的第1个合路器的输入端分别与I+和Q+混频输出信号相连；第2个合路器的输入端分别与I-和Q-混频输出信号相连；第3个合路器的输入端分别与前两个合路的输出相连；第3个合路器的输出端为最终调制输出信号。
进一步的，所述功分/合路器为二合一威尔金森功分器。
本发明与现有技术相比的优点是：
(1)相比常规的正交调制器，本发明中的四相平衡调制器解决了混频器自本振到射频端隔离度不足的问题，使得载波抑制得到大幅改善，提升调制发射机EVM性能。在载波功分、射频合成网络极端拉偏的情况下，载波抑制仍然能改善11dBc以上。
(2)由于其四路混频器采用相同设计，本发明的调制器不需要增加基带放大器、射频90°功分桥，对其调制带宽的限制仅存在于输出的威尔金森功分\合路器上，因此可以实现较宽相对带宽的高载波抑制调制性能。
(3)在实现上，本发明采用的电路包含载波功分网络，射频合成网络，混频电路等均为成熟、实现度高的电路，能够满足工程应用。
附图说明
图1为常规IQ调制器示意图；
图2为四相平衡式IQ调制器示意图；
图3为传统IQ混频器与本发明混频器输出频谱对比图；其中，(a)为传统混频器的本振泄漏图，(b)为本发明混频器的本振泄漏图；
图4为90度电桥幅相拉偏后的载波抑制结果图；其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅度和相位同时拉偏图；
图5为180度电桥幅相拉偏后的载波抑制结果图；其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图；
图6为四路混频器幅相拉偏后的载波抑制结果图；其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图；
图7为幅相不平衡度累积拉偏对比图；其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图。
具体实施方式
本发明基于四相平衡式调制的方法，构造了完全一样的四路混频器和连续正交的四路载波信号，输入为两路反相的I路信号和两路反相的Q路信号，使得输出端IQ调制后信号中的本振信号相位相反，从而使得四路信号叠加后载波信号对消而调制信号叠加，得到了高载波抑制比的正交调制器。本发明在射频输出端不需要宽带范围内的正交性，在基带上不需要基带放大器，因此在实现高载波抑制的同时，其较宽的带宽范围内射频性能良好。
本发明所述四相平衡式IQ调制器，该调制器包含四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；其中四路混频电路完全相同，其输入端分别为基带信号I+和I-、Q+和Q-，用于与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号分别进入四路混频器；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后最终形成四路用于驱动各个混频电路的载波信号，分别对四路基带信号进行混频调制，产生四路调制信号，各路混频调制后的信号最终进入射频合成网络合成为一路后输出，如图2所示。
其中载波分配网络由一个180°桥和两个90°桥共同构成，载波信号进入180°桥后形成0°与180°两路载波信号，然后再分别进入两个相同的90°桥，最终形成四路用于驱动混频器的载波信号，其相位值分别为0°、90°、180°、270°。
所述载波分配网络中的180°桥的输入端口与本振输入信号相连，隔离端口连接50欧姆电阻到地。输出的0°和180°信号分别接入两个90°桥的输入端口。90°桥的隔离端口均连接50欧姆电阻到地。并将第一个90°桥输出分别连接到I+和Q+混频电路的本振端口；第二个90°桥输出分别连接到I-和Q-混频电路的本振端口。
所述90°桥的输入输出特征阻抗均为50欧姆，负载电阻均为50欧姆；
射频合成网络包含三个功分/合路器，实现四路调制混频后的信号合为一路，合成后最终输出为IQ调制后的信号，其中的两路I路、两路Q路调制信号分别合成相加，而两路I路、两路Q路载波信号因相位相反而合成对消，从而最终实现较高的载波抑制效果。
所述射频合成网络中的第1个合路器的输入端分别与I+和Q+混频输出信号相连；第2个合路器的输入端分别与I-和Q-混频输出信号相连；第3个合路器的输入端分别与前两个合路的输出相连；第3个合路器的输出端即为最终调制输出信号。
所述三个功分/合路器为二合一威尔金森功分器；
以下分析假设四路一致性为理想情况，假设前端DA输出的四路中频信号
Figure BDA00039107447300000513
分别为：
Figure BDA0003910744730000051
Figure BDA0003910744730000052
Figure BDA0003910744730000053
Figure BDA0003910744730000054
其中I、Q表示两路基带信号的幅度，ωIF表示基带的中频频率，t表示时间。
假设载波信号为
Figure BDA0003910744730000055
其中，C表示载波信号的功率，ωC表示载波信号频率，j为虚部，进入载波分配网络后首先进入180°桥后形成0°与180°两路载波信号C+与C-如下：
Figure BDA0003910744730000056
Figure BDA0003910744730000057
两路载波信号再分别进入两个完全相同的90°桥后，最终输出的四路载波信号
Figure BDA0003910744730000058
分别为：
Figure BDA0003910744730000059
Figure BDA00039107447300000510
Figure BDA00039107447300000511
Figure BDA00039107447300000512
假设混频器的变频损耗为G，则四路调制混频后输出信号
Figure BDA0003910744730000061
分别为：
Figure BDA0003910744730000062
Figure BDA0003910744730000063
Figure BDA0003910744730000064
Figure BDA0003910744730000065
因此由以上四个结果可以看出，
Figure BDA0003910744730000066
与
Figure BDA0003910744730000067
Figure BDA0003910744730000068
与
Figure BDA0003910744730000069
信号相位相同可以叠加。
假设混频器的本振隔离为L，泄露出的载波功率为CL，则四路调制混频后，输出端的载波泄露信号
Figure BDA00039107447300000610
分别为：
Figure BDA00039107447300000611
Figure BDA00039107447300000612
Figure BDA00039107447300000613
Figure BDA00039107447300000614
随后四路信号分别进入威尔金森功分\合路器后，理想情况下四路输出信号产生了合成，四路载波产生了对消，最终输出RFOUT如下所示：
Figure BDA00039107447300000615
Figure BDA00039107447300000616
由以上理想情况下的推导分析可以看出，通过采用本发明的正交调制器设计，输出端的载波泄露得到了有效抑制，而有用信号因为叠加的原因功率增大了3dB，因此载波抑制指标得到了较大提升。
实施例：
本发明以一个Ka调制器为例进行仿真设计，其拓扑结构已在上文中详细描述，在ADS中对其进行仿真设计，载波抑制的仿真结果如图3所示，其中，(a)为传统混频器的本振泄漏图，(b)为本发明混频器的本振泄漏图。
考虑到实际设计中，各混频器存在一定差异，各90°、180°桥及输出合成网络中的幅度、相位一致性均会影响实际载波抑制改善值，因此通过计算对其进行仿真分析：
下面就四路常规混频电路、载波分配网络、射频合成网络的幅相一致性参数拉偏分别仿真计算载波抑制：
(1)90°电桥幅相拉偏曲线
将电路中90度电桥的幅度不平衡度在0～1dB的范围拉偏，同时将相位不平衡度在0°～+10°的范围进行拉偏，得到载波抑制的仿真结果如图4，其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅度和相位同时拉偏图；仿真结果表明，当90度电桥拉偏到幅度不平衡度为1dB，相位不平衡度为10°时，载波抑制最差，此时的载波抑制为47.1dBc。
(2)180度电桥幅相拉偏
同样，将电路中180度电桥的幅度不平衡度在0～1dB的范围拉偏，同时将相位不平衡度在-10°～+10°的范围进行拉偏，得到载波抑制的仿真结果如图5，其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图；仿真结果表明，当180度电桥拉偏到幅度不平衡度为1dB，相位不平衡度为10°时，载波抑制最差，此时的载波抑制为42.6dBc。
(3)四路混频器幅相拉偏
将四路混频器的幅度不平衡度在0～1dB的范围拉偏，同时将相位不平衡度在0°～+10°的范围进行拉偏，得到载波抑制的仿真结果如图6所示，其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图；仿真结果表明，当拉偏到幅度不平衡度为1dB，相位不平衡度为10°时，载波抑制最差，此时的载波抑制为43.1dBc。
(4)幅相不平衡度累积拉偏
电路中的实际幅相不平衡往往是上述三种(90°电桥、180°电桥、混频器)幅相不平衡堆积而成。为了模拟最坏情况下的幅相不平衡对载波抑制的影响，将电路中威尔金森合成网络的幅度不平衡度在0～2dB的范围拉偏(S21从0.562～0.707)，同时将相位不平衡度在0°～+20°的范围进行拉偏，得到仿真结果如下图7，其中，(a)为幅度不平衡拉偏图，(b)为相位不平衡拉偏图；(c)为幅相不平衡拉偏图；
仿真结果表明，当拉偏到幅度不平衡度为2dB，相位不平衡度为20°时，载波抑制最差，此时的载波抑制为36.562dBc。
可见，针对本实施例中的Ka调制器，相较于传统的25dBc的载波抑制结果，本发明最坏情况下的载波抑制也改善了11.5dBc，实现了高载波抑制的需求。
本发明未详细说明的部分属于本领域技术领域公知技术。

Claims (9)

1.一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，包括：四路混频电路、载波分配网络、射频合成网络；
四路混频电路相同，四路混频电路的输入端分别与前端数字基带电路中DA的差分接口连接；基带信号I+和I-、Q+和Q-分别进入四路混频电路；载波信号通过载波公共端输入，进入载波分配网络后形成用于驱动各混频电路的载波信号，分别对基带信号进行混频调制，产生混频调制信号，各路混频调制信号进入射频合成网络合成为一路后输出。
2.根据权利要求1所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述载波分配网络包括一个180°桥和两个90°桥，载波信号进入180°桥后形成0°与180°两路载波信号，0°与180°两路载波信号分别进入两个相同的90°桥，形成四路用于驱动混频器的载波信号，四路用于驱动混频器的载波信号的相位值分别为0°、90°、180°、270°。
3.根据权利要求2所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述载波分配网络中的180°桥的输入端口与本振输入信号相连，隔离端口连接50欧姆电阻到地。
4.根据权利要求3所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述90°桥的隔离端口均连接50欧姆电阻到地。
5.根据权利要求4所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述两个90°桥中，第一个90°桥输出端分别连接到I+和Q+混频电路的本振端口；第二个90°桥输出端分别连接到I-和Q-混频电路的本振端口。
6.根据权利要求1所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述90°桥的输入输出特征阻抗均为50欧姆，负载电阻均为50欧姆。
7.根据权利要求1所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述射频合成网络包含三个功分/合路器，实现四路调制混频后的信号合为一路，合成后输出为IQ调制后的信号，其中，两路I路、两路Q路调制信号分别合成相加，而两路I路、两路Q路载波信号因相位相反而合成对消。
8.根据权利要求7所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述射频合成网络中的第1个合路器的输入端分别与I+和Q+混频输出信号相连；第2个合路器的输入端分别与I-和Q-混频输出信号相连；第3个合路器的输入端分别与前两个合路的输出相连；第3个合路器的输出端为最终调制输出信号。
9.根据权利要求7所述的一种新型高载波抑制四相平衡式调制器，其特征在于，所述功分/合路器为二合一威尔金森功分器。
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