CN115833577B - 电压转换电路及电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请适用于电源技术领域，提供了一种电压转换电路及电子设备，包括三电平变压单元、驱动单元及电压平衡单元，三电平变压单元对第一端接收到的第一电压信号进行降压处理，并从第二端输出降压处理后的第一电压信号，对第二端接收到的第二电压信号进行升压处理，并从第一端输出降压处理后的第二电压信号；驱动单元基于降压处理后的第一电压信号或升压处理后的第二电压信号生成第一开关驱动信号；电压平衡单元包括第一电容，电压平衡单元基于第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，并基于电容开关驱动信号控制第一电容将第二功率管与第三功率管的共接点的电压调节为目标电压的一半，提高了电压转换电路的电能转换效率，降低了电压转换电路的成本。

Description

电压转换电路及电子设备

技术领域

本申请属于电源技术领域，尤其涉及一种电压转换电路及电子设备。

背景技术

三电平降压型变换器是电子设备中常用的一种电压转换电路，其可以将电子设备的电源端口输入的高电压转换为电池充电所需的低电压，从而为电池充电。三电平降压型变换器的结构通常如图1A所示，其中，功率管Q1和功率管Q4分别由一对互补的驱动信号驱动，功率管Q2和功率管Q3分别由另一对互补的驱动信号驱动，这两对互补的驱动信号的占空比相同，相位相差180度。

为了使三电平降压型变换器中的各个器件始终工作在低电压状态，需要在各个功率管导通之前将飞跨电容Cfly两端的电压预充至输入电压的一半左右，这样三电平降压型变换器处于稳态时，各个功率管的两个导通端之间的电压也为输入电压的一半左右，从而使三电平降压变换器可以采用具有更低耐压性的器件，能够降低三电平降压变换器的成本。然而，由于实际应用中各个功率管的导通电阻或驱动电路的不对称性，导致飞跨电容Cfly两端的电压往往会偏离输入电压的一半较远，这样不仅会使部分器件工作在更高的电压应力下，而且会导致流经输出电感L0的电流波纹增大，降低了三电平降压型变换器的电能转换效率。现有技术通常是采用调节各个功率管的驱动信号的占空比的方式，或采用对飞跨电容Cfly进行充放电的方式来解决电能转换效率低的技术问题，然而，调节占空比的方式在占空比为50%左右时的调节能力较差，会导致两相功率管的占空比严重不对称，进而导致流经输出电感L0的电流纹波增大，无法有效提高三电平降压变换器的电能转换效率；对飞跨电容Cfly进行充放电的方式的动态调节速度较慢，也无法有效提高三电平降压变换器的电能转换效率。

发明内容

有鉴于此，本申请实施例提供了一种电压转换电路及电子设备，以解决现有的三电平降压变换器的电能转换效率低，且成本较高的技术问题。

第一方面，本申请实施例提供一种电压转换电路，包括三电平变压单元、驱动单元及电压平衡单元；

所述三电平变压单元包括飞跨电容、输出电感以及依次串接在所述三电平变压单元的第一端与地之间的第一功率管、第二功率管、第三功率管及第四功率管，所述飞跨电容连接在所述第一功率管与所述第二功率管的共接点以及所述第三功率管与所述第四功率管的共接点之间，所述输出电感连接在所述第二功率管与所述第三功率管的共接点以及所述三电平变压单元的第二端之间；所述三电平变压单元用于基于第一开关驱动信号对所述第一端接收到的第一电压信号进行降压处理，并从所述第二端输出降压处理后的所述第一电压信号；或者用于基于所述第一开关驱动信号对所述第二端接收到的第二电压信号进行升压处理，并从所述第一端输出升压处理后的所述第二电压信号；

所述驱动单元的输入端连接所述第一端或所述第二端，所述驱动单元的四个驱动端分别与所述第一功率管的受控端、所述第二功率管的受控端、所述第三功率管的受控端及所述第四功率管的受控端连接，所述驱动单元用于基于降压处理后的所述第一电压信号或升压处理后的所述第二电压信号生成第一开关控制信号，并基于所述第一开关控制信号生成所述第一开关驱动信号，且基于所述第一开关驱动信号对所述第一功率管、所述第二功率管、所述第三功率管及所述第四功率管进行驱动控制；

所述电压平衡单元的平衡端连接所述第二功率管与所述第三功率管的共接点，所述电压平衡单元包括第一电容，所述电压平衡单元用于基于所述第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，并基于所述电容开关驱动信号，控制所述第一电容将所述第二功率管与所述第三功率管的共接点的电压调节为目标电压的一半，所述目标电压为所述第一电压信号的电压或所述第二电压信号的电压。

第二方面，本申请实施例提供一种电子设备，包括电源端口、电池以及如上述第一方面所述的电压转换电路，所述电压转换电路的输入端连接所述电源端口，所述电压转换电路的输出端连接所述电池。

实施本申请实施例提供的电压转换电路及电子设备具有以下有益效果：

本申请实施例提供的电压转换电路，包括三电平变压单元、驱动单元及电压平衡单元，三电平变压单元用于对第一端接收到的第一电压信号进行降压处理，并从第二端输出降压处理后的第一电压信号，或者用于对第二端接收到的第二电压信号进行升压处理，并从第一端输出降压处理后的第二电压信号；驱动单元用于基于降压处理后的第一电压信号或升压处理后的第二电压信号生成第一开关控制信号，并基于第一开关信号生成第一开关驱动信号，且基于第一开关驱动信号对三电平变压单元中的第一功率管、第二功率管、第三功率管及第四功率管进行驱动控制；通过在电压平衡单元中设置第一电容，并使电压平衡单元基于第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，且基于电容开关驱动信号控制第一电容将第二功率管与第三功率管的共接点的电压调节为第一电压信号的电压或第二电压信号的电压的一半，从而可以将三电平变压单元中的各个器件的电压应力始终保持在输入电压的一半左右，不仅减少了流经输出电感的电流的波纹，提高了电压转换电路的电能转换效率，而且使电压转换电路中的各单元可以采用具有更低耐压性的器件，降低了电压转换电路的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1A为传统的三电平降压变换器的结构示意图；

图1B为传统的三电平降压变换器中各个功率管的驱动信号的示意图；

图2A和图2B分别为本申请实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的结构示意图；

图3A和图3B分别为本申请另一实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的结构示意图；

图4A和图4B分别为本申请实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的电路原理示意图；

图5A和图5B分别为本申请另一实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的电路原理示意图；

图6A为本申请实施例提供的一种电压转换电路中各个功率管的驱动信号在一个开关周期内的波形示意图；

图6B为本申请另一实施例提供的一种电压转换电路中各个功率管的驱动信号在一个开关周期内的波形示意图；

图7为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图。

具体实施方式

需要说明的是，本申请实施例使用的术语仅用于对本申请的具体实施例进行解释，而非旨在限定本申请。在本申请实施例的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其它方式另外特别强调。

目前，采用可充电电池供电的电子设备越来越多，大部分电子设备采用一节电池供电，由于一节电池所需的充电电压通常较低，而电子设备充电时其电源端口从充电器处获取到的电压通常较高，因此，电子设备中通常设置有降压型电压转换电路，用于将电子设备的电源端口输入的高电压转换为电池充电所需的低电压，实现对电池的充电。然而，随着快充技术在电子设备上的广泛应用，电子设备充电时可从充电器处获取到的电压越来越高，这就使降压型电压转换电路的输入电压越来越高，而降压型电压转换电路的输出电压相对较小（通常为一节电池所需的充电电压），从而导致降压型电压转换电路的输入输出电压差越来越大。对于降压型电压转换电路而言，其输入输出电压差越大，电能转换效率越低。

三电平降压变换器是一种能够提高电能转换效率的直流转直流（directcurrent- direct current，DC-DC）降压型电压转换电路。图1A示出了一种传统的三电平降压变换器的结构。如图1A所示，传统的三电平降压变换器通常包括第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3、第四功率管Q4、飞跨电容Cfly及输出电感L0。其中，第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4依次串接在三电平降压变换器的输入端与地之间，飞跨电容Cfly的第一端连接第一功率管Q1与第二功率管Q2的共接点，飞跨电容Cfly的第二端连接第三功率管Q3与第四功率管Q4的共接点，输出电感L0的第一端连接第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点，输出电感L0的第二端作为三电平降压变换器的输出端。图1B为传统的三电平降压变换器中各个功率管的驱动信号的示意图。如图1B所示，第一功率管Q1和第四功率管Q4分别由一对互补的驱动信号驱动，第一功率管Q1为主动管，第四功率管Q4为同步整流管；第二功率管Q2和第三功率管Q3分别由另一对互补的驱动信号驱动，第二功率管Q2为主动管，第三功率管Q3为同步整流管。第一功率管Q1和第二功率管Q2相当于两相降压型变换器的主管，两者的驱动信号的相位相差180度；同理，第三功率管Q3和第四功率管Q4的驱动信号的相位也相差180度。

三电平降压变换器处于稳定状态时，第一功率管Q1的占空比与第二功率管Q2的占空比均接近一致，三电平降压变换器的输出电压Vout由输入电压Vin、第一功率管Q1（或第二功率管Q2）的占空比决定，理想状态下，第一功率管Q1的占空比和第二功率管Q2的占空比可以在0~100%之间变化。此外，三电平降压变换器处于稳定状态时，飞跨电容Cfly两端的电压为输入电压Vin的一半，且各个功率管的两个导通端之间的电压也为输入电压Vin的一半，即，三电平降压变换器处于稳定状态时，加在各个器件上的电压应力仅为输入电压Vin的一半，从而使三电平降压变换器可以采用具有更低耐压性的器件，进而能够降低三电平降压变换器的成本。然而，在实际应用中，三电平降压变换器上电时，飞跨电容Cfly两端的电压为0，若在这种情况下启动三电平降压变换器，则会导致加在一些器件上的电压应力接近输入电压Vin，这就要求各个器件具有较高的耐压性，从而导致三电平降压变换器的成本增加。

为了使三电平降压变换器中的各个器件始终工作在低电压状态，进而降低三电平降压变换器的成本，传统的解决方案是在各个功率管导通之前将飞跨电容Cfly两端的电压预充至输入电压Vin的一半左右，这样可以使三电平降压变换器在被开启时或者被开启后，各个功率管的两个导通端之间的电压也为输入电压Vin的一半左右。然而，由于实际应用中各个功率管的导通电阻和/或驱动电路的不对称性，导致飞跨电容Cfly两端的电压往往不会稳定在输入电压Vin的一半左右，这样不仅会导致部分器件工作在更高的电压应力下，而且会导致流经输出电感L0的电流纹波增大，从而降低了三电平降压变换器的电能转换效率。现有技术通常是采用调节各个功率管的驱动信号的占空比的方式，或者采用对飞跨电容Cfly进行充放电的方式来解决电能转换效率低的技术问题，然而，调节占空比的方式在占空比为50%左右时的调节能力较差，会导致两相功率管的占空比严重不对称，进而导致流经输出电感L0的电流纹波增大，无法有效提高三电平降压变换器的电能转换效率；对飞跨电容Cfly进行充放电的方式的动态调节速度较慢，也无法有效提高三电平降压变换器的电能转换效率。

基于此，本申请实施例首先提供一种电压转换电路，该电压转换电路具体可以为DC-DC降压型电压转换电路（buck），也可以为DC-DC升压型电压转换电路（boost），或者还可以为DC-DC升降压型电压转换电路（buck-boost），本申请实施例对电压转换电路的具体类型不做特别限定。

示例性的，该电压转换电路可以应用在电子设备中，具体可以连接在电子设备的电源端口与电池之间，用于将电子设备的电源端口输入的电压信号转换为电池充电所需的电压信号，从而为电池充电。以下以降压型电压转换电路和升压型电压转换电路为例对本申请实施例提供的电压转换电路进行详细说明。

请参阅图2A和图2B，分别为本申请实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的结构示意图。需要说明的是，图2A所示的降压型电压转换电路与图2B所示的升压型电压转换电路的区别在于输入端与输出端进行了对调，两者的具体结构和工作原理均相同。

如图2A和图2B所示，本申请实施例提供的电压转换电路可以包括三电平变压单元11、驱动单元12及电压平衡单元13。

三电平变压单元11包括飞跨电容Cfly、输出电感L0以及依次串接在三电平变压单元11的第一端F1与地之间的第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4，飞跨电容Cfly连接在第一功率管Q1与第二功率管Q2的共接点G2以及第三功率管Q3与第四功率管Q4的共接点G3之间，输出电感L0连接在第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2以及三电平变压单元11的第二端F2之间。其中，第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4依次串接在三电平变压单元11的第一端F1与地之间具体指，第一功率管Q1的第一导通端作为三电平变压单元21的第一端F1，第一功率管Q1的第二导通端连接第二功率管Q2的第一导通端，第二功率管Q2的第二导通端连接第三功率管Q3的第一导通端，第三功率管Q3的第二导通端连接第四功率管Q4的第一导通端，第四功率管Q4的第二导通端接地。

可选的，如图2A所示，当三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，该电压转换电路10为降压型电压转换电路，此时，三电平变压单元11用于基于第一开关驱动信号对第一端F1接收到的第一电压信号进行降压处理，并从第二端F2输出降压处理后的第一电压信号。

可选的，如图2B所示，当三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，该电压转换电路10为升压型电压转换电路，此时，三电平变压单元11用于基于第一开关驱动信号对第二端F2接收到的第二电压信号进行升压处理，并从第一端F1输出升压处理后的第二电压信号。

其中，第一开关驱动信号由驱动单元12产生。第一开关驱动信号可以包括用于驱动第一功率管Q1的第一驱动信号S1’、用于驱动第二功率管Q2的第二驱动信号S2’、用于驱动第三功率管Q3的第三驱动信号S3’以及用于驱动第四功率管Q4的第四驱动信号S4’。

可以理解的是，在电压转换电路10为降压型电压转换电路时，第一功率管Q1和第二功率管Q2为驱动主管，第三功率管Q3和第四功率管Q4为同步整流管。在电压转换电路10为降压型电压转换电路时，第三功率管Q3和第四功率管Q4为驱动主管，第一功率管Q1和第二功率管Q2为同步整流管。

驱动单元12的四个驱动端a1、a2、a3及a4分别与第一功率管Q1的受控端、第二功率管Q2的受控端、第三功率管Q3的受控端及第四功率管Q4的受控端连接。可选的，如图2A所示，当三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，驱动单元12的输入端连接三电平变压单元11的第二端F2，此时，驱动单元12用于基于降压处理后的第一电压信号生成第一开关控制信号，并基于第一开关控制信号生成第一开关驱动信号；可选的，如图2B所示，当三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，驱动单元12的输入端连接三电平变压单元11的第一端F1，此时，驱动单元12用于基于升压处理后的第二电压信号生成第一开关控制信号，并基于第一开关控制信号生成第一开关驱动信号。

此外，驱动单元12还用于基于第一开关驱动信号对第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4进行驱动控制；以及用于向电压平衡单元13输出第一开关控制信号。

其中，第一开关控制信号可以包括用于控制第一功率管Q1通断的第一控制信号S1、用于控制第二功率管Q2通断的第二控制信号S2、用于控制第三功率管Q3通断的第三控制信号S3以及用于控制第四功率管Q4通断的第四控制信号S4。基于此，驱动单元12可以用于基于第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3以及第四控制信号S4分别生成第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’，并基于第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’分别对第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4进行驱动控制。

示例性的，第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3以及第四控制信号S4均可以为脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）信号。需要说明的是，第一控制信号S1和第四控制信号S4为一对互补的驱动信号，第二控制信号S2和第三控制信号S3也为一对互补的驱动信号；第一控制信号S1与第二控制信号S2的相位差为180度，第三控制信号S3与第四控制信号S4的相位差也为180度。

基于此，第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’均为PWM信号，且第一驱动信号S1’和第四驱动信号S4’为一对互补的驱动信号，第二驱动信号S2’和第三驱动信号S3’也为一对互补的驱动信号；第一驱动信号S1’与第二驱动信号S2’的相位差为180度，第三驱动信号S3’与第四驱动信号S4’的相位差也为180度。

电压平衡单元13的平衡端连接第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2，电压平衡单元13包括第一电容（未图示）。电压平衡单元13用于基于第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，并基于电容开关驱动信号，控制第一电容将第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2的电压调节为目标电压的一半。

可选的，如图2A所示，当三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，目标电压为三电平变压单元11的第一端F1接收到的第一电压信号的电压；可选的，如图2B所示，当三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，目标电压为三电平变压单元11的第二端F2接收到的第二电压信号的电压。

以上可以看出，本申请实施例提供的电压转换电路，包括三电平变压单元、驱动单元及电压平衡单元，三电平变压单元用于对第一端接收到的第一电压信号进行降压处理，并从第二端输出降压处理后的第一电压信号，或者用于对第二端接收到的第二电压信号进行升压处理，并从第一端输出降压处理后的第二电压信号；驱动单元用于基于降压处理后的第一电压信号或升压处理后的第二电压信号生成第一开关控制信号，并基于第一开关信号生成第一开关驱动信号，且基于第一开关驱动信号对三电平变压单元中的第一功率管、第二功率管、第三功率管及第四功率管进行驱动控制；通过在电压平衡单元中设置第一电容，并使电压平衡单元基于第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，且基于电容开关驱动信号控制第一电容将第二功率管与第三功率管的共接点的电压调节为第一电压信号的电压或第二电压信号的电压的一半，从而可以将三电平变压单元中各个器件的电压应力始终保持在输入电压的一半左右，不仅减少了流经输出电感的电流的波纹，提高了电压转换电路的电能转换效率，而且使电压转换电路中的各单元可以采用具有更低耐压性的器件，降低了电压转换电路的成本。

请参阅图3A和图3B，分别为本申请另一实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的结构示意图。如图3A和图3B所示，在一种可选的实现方式中，驱动单元12可以包括输出电压调节单元121、脉宽调制单元122及第一驱动单元123。

其中，输出电压调节单元121的第一输入端用于接收参考电压信号Vref，输出电压调节单元121的第二输入端作为驱动单元12的输入端，输出电压调节单元121的输出端连接脉宽调制单元122的输入端。

可选的，如图3A所示，当三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，输出电压调节单元121用于基于参考电压信号Vref以及降压处理后的第一电压信号生成误差电压信号Verr；可选的，如图3B所示，当三电平变压单元11的第二端F2作为电压转换电路10的电压输入端IN，且三电平变压单元11的第一端F1作为电压转换电路10的电压输出端OUT时，输出电压调节单元121用于基于参考电压信号Vref以及升压处理后的第二电压信号生成误差电压信号Verr。此外，输出电压调节单元121还用于向脉宽调制单元122发送误差电压信号Verr。

脉宽调制单元122的四个输出端分别连接第一驱动单元123的四个输入端以及电压平衡单元13的四个输入端。脉宽调制单元122用于基于误差电压信号Verr生成第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3及第四控制信号S4，并向第一驱动单元123和电压平衡单元13发送第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3及第四控制信号S4。

第一驱动单元123的四个输出端分别作为驱动单元12的四个驱动端。第一驱动单元123用于基于第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3及第四控制信号S4分别生成第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’，并通过第一驱动单元123的四个输出端分别输出第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’，以分别对第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3及第四功率管Q4进行驱动控制。

具体地，第一驱动单元124可以用于对第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3及第四控制信号S4分别进行功率放大处理，从而分别得到第一驱动信号S1’、第二驱动信号S2’、第三驱动信号S3’及第四驱动信号S4’。

在另一种可选的实现方式中，电压平衡单元13包括信号产生单元131、第二驱动单元132、开关单元133及第一电容C1。其中，第一电容C1和开关单元133串接在第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2和地之间。在一个具体的实现方式中，第一电容C1的第一端可以作为电压平衡单元13的平衡端，第一电容C1的第二端连接开关单元133的第一导通端，开关单元133的第二导通端接地。在另一个具体的实现方式中，开关单元133的第一导通端可以作为电压平衡单元13的平衡端，开关单元133的第二导通端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地。

信号产生单元131的四个输入端分别作为电压平衡单元13的四个输入端，信号产生单元131的输出端连接第二驱动单元132的输入端。信号产生单元131用于基于第一控制信号S1、第二控制信号S2、第三控制信号S3及第四控制信号S4生成电容开关控制信号S5，并向第二驱动单元132输出电容开关控制信号S5。

第二驱动单元132的输出端连接开关单元133的受控端，第二驱动单元132用于基于电容开关控制信号S5生成电容开关驱动信号S5’，并基于电容开关驱动信号S5’对开关单元133进行驱动控制。

示例性的，第二驱动单元12可以用于对电容开关控制信号S5进行功率放大处理，从而得到电容开关驱动信号S5’。

在又一个可选的实现方式中，电压转换电路10还可以包括第一滤波单元14。第一滤波单元14的第一端与三电平变压单元11的第二端连接。

在又一个可选的实现方式中，电压转换电路10还可以包括第二滤波单元15。第二滤波单元15的第一端与三电平变压单元11的第一端连接。

请参阅图4A和图4B，分别为本申请实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的电路原理示意图。如图4A和图4B所示，本实施例中，输出电压调节单元121包括运算放大器U1；运算放大器U1的同相输入端作为输出电压调节单元121的第一输入端，运算放大器U1的反相输入端作为输出电压调节单元121的第二输入端。

本实施例中，信号产生单元131可以包括第一与门器U2、第二与门器U3、或门器U4及反相器U5。

其中，第一与门器U2的第一输入端、第一与门器U2的第二输入端、第二与门器U3的第一输入端及第二与门器U3的第二输入端分别作为信号产生单元131的四个输入端，第一与门器U2的输出端连接或门器U4的第一输入端，第二与门器U3的输出端连接或门器U4的第二输入端，或门器U4的输出端连接反相器U5的输入端，反相器U5的输出端作为信号产生单元131的输出端。

本实施例中，第一电容C1的第一端作为电压平衡单元13的平衡端，第一电容C1的第二端连接开关单元133的第一导通端，开关单元133的第二导通端接地。基于此，开关单元133可以包括第五功率管Q5和第六功率管Q6。第五功率管Q5的第一导通端作为开关单元133的第一导通端，第五功率管Q5的第二导通端连接第六功率管Q6的第一导通端，第六功率管Q6的第二导通端作为开关单元133的第二导通端，第五功率管Q5的受控端与第六功率管Q6的受控端的共接点作为开关单元133的受控端。

示例性的，第五功率管Q5和第六功率管Q6均可以为N型金属-氧化物半导体场效应晶体管（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor， MOSFET）或NPN型三极管等。以第五功率管Q5为第一N型 MOSFET，第六功率管Q6为第二N型 MOSFET为例，第一N型MOSFET的栅极可以作为第五功率管Q5的受控端，第一N型 MOSFET的源极可以作为第五功率管Q5的第一导通端，第一N型 MOSFET的漏极可以作为第五功率管Q5的第二导通端；第二N型MOSFET的栅极可以作为第六功率管Q6的受控端，第二N型 MOSFET的漏极可以作为第六功率管Q6的第一导通端，第二N型 MOSFET的源极可以作为第六功率管Q6的第二导通端。

本实施例中，第一滤波单元14可以包括第二电容C2，第二电容C2的第一端作为第一滤波单元14的第一端，第二电容C2的第二端接地。

本实施例中，第二滤波单元15可以包括第三电容C3，第三电容C3的第一端作为第二滤波单元15的第一端，第三电容C3的第二端接地。

请参阅图5A和图5B，分别为本申请另一实施例提供的一种降压型电压转换电路和升压型电压转换电路的电路原理示意图。图5A与图4A的区别在于第一电容C1与开关单元133的串接方式不同，同理，图5B与图4B的区别也在于第一电容C1与开关单元133的串接方式不同。如图5A和5B所示，本实施例中，开关单元133的第一导通端作为电压平衡单元13的平衡端，开关单元133的第二导通端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地。

基于此，开关单元133可以包括第七功率管Q7和第八功率管Q8。其中，第七功率管Q7的第一导通端作为开关单元133的第一导通端，第七功率管Q7的第二导通端连接第八功率管Q8的第一导通端，第八功率管Q8的第二导通端作为开关单元133的第二导通端，第七功率管Q7的受控端与第八功率管Q8的受控端的共接点作为开关单元133的受控端。

示例性的，第七功率管Q7和第八功率管Q8均可以为P型MOSFET或PNP型三极管。以第七功率管Q7为第一P型 MOSFET，第八功率管Q8为第二P型 MOSFET为例，第一P型 MOSFET的栅极可以作为第七功率管Q7的受控端，第一P型 MOSFET的源极可以作为第七功率管Q7的第一导通端，第一P型 MOSFET的漏极可以作为第七功率管Q7的第二导通端；第二P型MOSFET的栅极可以作为第八功率管Q8的受控端，第二P型 MOSFET的漏极可以作为第八功率管Q8的第一导通端，第二P型 MOSFET的源极可以作为第八功率管Q8的第二导通端。

需要说明的是，本实施例中的输出电压调节单元121的具体结构、信号产生单元131的具体结构、第一滤波单元14的具体结构以及第二滤波单元15的具体结构分别与图4A和图4B对应的实施例中的输出电压调节单元121的具体结构、信号产生单元131的具体结构、第一滤波单元14的具体结构以及第二滤波单元15的具体结构相同，因此这些单元的具体结构可以参考图4A和图4B对应的实施例中的相关描述，本实施例对输出电压调节单元121的具体结构、信号产生单元131的具体结构、第一滤波单元14的具体结构以及第二滤波单元15的具体结构不进行赘述。

以下结合图5A对本申请实施例提供的降压型电压转换电路的工作原理进行详细说明。升压型电压转换电路的工作原理与降压型电压转换电路的工作原理类型，本申请实施例对升压型电压转换电路的工作原理不进行赘述。

如图5A所示，输出电压调节单元121中的运算放大器U1基于电压转换电路10的输出端OUT输出的降压处理后的第一电压信号Vout以及参考电压信号Vref生成误差电压信号Verr，并将误差电压信号Verr输出至脉宽调制单元122。示例性的，误差电压信号Verr可以为降压处理后的第一电压信号与参考电压信号Vref之差经比例积分放大后的电压信号。脉宽调制单元122可以基于该误差电压信号Verr生成用于控制第一功率管Q1通断的第一控制信号S1、用于控制第二功率管Q2通断的第二控制信号S2、用于控制第三功率管Q3通断的第三控制信号S3以及用于控制第四功率管Q4通断的第四控制信号S4。其中，第一控制信号S1和第四控制信号S4为一对互补的控制信号，第二控制信号S2和第三控制信号S3也为一对互补的控制信号。第一控制信号S1的占空比和第二控制信号S2的占空比由误差电压信号Verr以及脉宽调制单元122的具体电路结构决定。误差电压信号Verr越大，第一控制信号S1的占空比和第二控制信号S2的占空比越大，从而可以使电压转换电路10的输出端OUT输出的降压处理后的第一电压信号的电压越大。

由于第一控制信号S1的占空比小于50%和大于50%时电压转换电路10的工作原理有所不同，因此以下分别对第一控制信号S1的占空比在小于50%和大于50%时电压转换电路10的工作原理进行说明。

示例性的，图6A为第一控制信号S1的占空比小于50%时图5A所示的电压转换电路10中各个功率管的驱动信号在一个开关周期内的波形示意图。

如图6A所示，在当前开关周期的[T0,T1]时段，第一控制信号S1和第三控制信号S3均为高电平，第二控制信号S2和第四控制信号S4均为低电平，此时，第一功率管Q1、第三功率管Q3及开关单元133均导通，第二功率管Q2和第四功率管Q4均关断，飞跨电容Cfly与第一电容C1串联连接，因此电压转换电路10的输入端IN输入的第一电压信号加在串联连接的飞跨电容Cfly与第一电容C1上，第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2为第一电压信号的电压（也即电压转换电路10的输入电压）Vin与飞跨电容Cfly两端的电压Vcfly之差，即Vg2=Vin-Vcfly。由于第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2高于电压转换电路10的输出端OUT输出的降压处理后的第一电压信号的电压（也电压转换电路10的输出电压）Vout，因此流经输出电感L0的电流I_L0上升，相当于对电压转换电路10的输出端OUT进行充电。

在当前开关周期的[T1,T2]时段，第一控制信号S1和第二控制信号S2为低电平，第三控制信号S3和第四控制信号S4为高电平，此时，第一功率管Q1、第二功率管Q2及开关单元133均关断，第三功率管Q3和第四功率管Q4均导通，输出电感L0通过第三功率管Q3和第四功率管Q4进行续流，流经输出电感L0的电流I_L0下降，相当于对电压转换电路10的输出端OUT进行放电，飞跨电容Cfly两端的电压和第一电容C1两端的电压均维持不变。

在当前开关周期的[T2,T3]时段，第一控制信号S1和第三控制信号S3均为低电平，第二控制信号S2和第四控制信号S4均为高电平，此时，第一功率管Q1和第三功率管Q3均关断，第二功率管Q2、第四功率管Q4及开关单元133均导通，飞跨电容Cfly与第一电容C1并联连接，飞跨电容Cfly两端的电压Vcfly与第一电容C1两端的电压Vc1被强制等于第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2，即Vcfly= Vc1= Vg2，因此流经输出电感L0的电流I_L0上升，相当于对电压转换电路10的输出端OUT进行充电。

在当前开关周期的[T3,T4]时段，各个功率管的通断状态与[T1,T2]时段一致，因此在[T3,T4]时段，飞跨电容Cfly两端的电压和第一电容C1两端的电压均维持不变。

可以理解的是，下一个开关周期的各个功率管的驱动信号与当前开关周期的各个功率管的驱动信号相同，此处不对其进行赘述。

可见，在每个开关周期的[T0,T1]时段，飞跨电容Cfly与第一电容C1串联连接，此时的电压关系为Vin=Vcfly+Vg2(也即Vc1)；在每个开关周期的[T2,T3]时段，飞跨电容Cfly与第一电容C1并联连接，此时的电压关系为Vcfly= Vc1= Vg2。因此，在一个开关周期内，Vcfly=Vg2= Vc1=Vin/2。由此可知，在一个开关周期内通过飞跨电容Cfly与第一电容C1的连接方式的转换可以将飞跨电容Cfly两端的电压动态维持在电压转换电路10的输入电压Vin的一半，从而可以提高电压转换电路的电能转换效率。在具体应用中，采用电容值远低于飞跨电容Cfly的电容值的第一电容C1也可以达到上述效果，因此还可以降低第一电容C1和开关单元133的实现成本，从而降低电压转换电路的成本。

示例性的，图6B为第一控制信号S1的占空比大于50%时图5A所示的电压转换电路10中各个功率管的驱动信号在一个开关周期内的波形示意图。

如图6B所示，在当前开关周期的[T0,T1]时段，第一控制信号S1和第二控制信号S2均为高电平，第三控制信号S3和第四控制信号S4均为低电平，此时第一功率管Q1和第二功率管Q2均导通，第三功率管Q3、第四功率管Q4及开关单元133均关断，电压转换电路10的输入电压Vin大于输出电压Vout，因此电压转换电路10的输入电压Vin通过第一功率管Q1和第二功率管Q2对输出电感L0和电压转换电路10的输出端OUT进行充电，此时，流经输出电感L0的电流I_L0上升，飞跨电容Cfly两端的电压和第一电容C1两端的电压均维持不变。

在当前开关周期的[T1,T2]时段，第一控制信号S1’和第三控制信号S3’均为高电平，第二控制信号S2’和第四控制信号S4’均为低电平，此时第一功率管Q1、第三功率管Q3及开关单元133均导通，第二功率管Q2和第四功率管Q4均关断，飞跨电容Cfly与第一电容C1串联连接，第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2（Vg2=Vin-Vcfl）低于电压转换电路10的输出电压Vout，因此流经输出电感L0的电流I_L0下降，相当于对电压转换电路10的输出端OUT进行放电。

在当前开关周期的[T2,T3]时段，各个功率管的通断状态与[T0,T1]时段一致，因此在[T2,T3]时段，飞跨电容Cfly两端的电压和第一电容C1两端的电压均维持不变。

在当前开关周期的[T3,T4]时段，第一控制信号S1和第三控制信号S3均为低电平，第二控制信号S2和第四控制信号S4均为高电平，此时第一功率管Q1和第三功率管Q3均关断，第二功率管Q2、第四功率管Q4及开关单元133均导通，飞跨电容Cfly与第一电容C1并联连接，飞跨电容Cfly两端的电压Vcfly与第一电容C1两端的电压Vc1被强制等于第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2，即Vcfly= Vc1= Vg2，第二功率管Q2与第三功率管Q3的共接点G2处的电压Vg2低于电压转换电路10的输出电压Vout，因此流经输出电感L0的电流I_L0下降，相当于对电压转换电路10的输出端OUT进行放电。

可以理解的是，下一个开关周期的各个功率管的驱动信号与当前开关周期的各个功率管的驱动信号相同，此处不对其进行赘述。

可见，在每个开关周期的[T1,T2]时段，飞跨电容Cfly与第一电容C1串联连接，此时的电压关系为Vin=Vcfly+Vg2(也即Vc1)；在每个开关周期的[T3,T4]时段，飞跨电容Cfly与第一电容C1并联连接，此时的电压关系为Vcfly= Vc1= Vg2。因此，在一个开关周期内，Vcfly=Vg2= Vc1=Vin/2。由此可知，在一个开关周期内通过飞跨电容Cfly与第一电容C1的连接方式的转换可以将飞跨电容Cfly两端的电压动态维持在电压转换电路10的输入电压Vin的一半，从而可以提高电压转换电路的电能转换效率。在具体应用中，采用电容值远低于飞跨电容Cfly的电容值的第一电容C1也可以达到上述效果，因此还可以降低第一电容C1和开关单元133的实现成本，从而降低电压转换电路的成本。

以上可以看出，通过电压平衡单元13可以将飞跨电容Cfly两端的电压维持在电压转换电路10的输入电压Vin的一半附近。三电平变压单元11处于稳态时，飞跨电容Cfly两端的电压即使由于其他原因偏离输入电压Vin的一半，通过电压平衡单元13的自动控制，也可以使飞跨电容Cfly两端的电压维持在电压转换电路10的输入电压Vin的一半附近，不仅可以提高电压转换电路的电能转换效率，而且可以降低电压转换电路的成本。

本申请实施例还提供了一种电子设备。请参阅图7，为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分。如图7所示，该电子设备70可以包括电源端口701、电压转换电路702及电池703。其中，电压转换电路702的输入端连接电源端口701，电压转换电路702的输出端连接电池703。电压转换电路702可以为图2A、图2B、图3A、图3B、图4A、图4B、图5A或图5B对应的实施例中的电压转换电路，关于电压转换电路702的结构和功能具体可以参考图2A、图2B、图3A、图3B、图4A、图4B、图5A或图5B对应的实施例中的相关描述，此处不再对其进行赘述。

在一个可选的实现方式中，当电压转换电路702为降压型电压转换电路时，三电平变压单元11的第一端F1可以作为电压转换电路702的输入端IN，三电平变压单元11的第二端F2可以作为电压转换电路702的输出端OUT。

在另一个可选的实现方式中，当电压转换电路702为升压型电压转换电路时，三电平变压单元11的第一端F1可以作为电压转换电路702的输出端OUT，三电平变压单元11的第二端F2可以作为电压转换电路702的输入端IN。

在具体应用中，电子设备70可以包括不限于手机、平板电脑或笔记本电脑等，此处不对电子设备70的类型做特别限定。

其中，电源端口701具体可以为通用串行总线（universal serial bus，USB）接口，例如可以为C类USB（即USB type-C）接口。

以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种电压转换电路，其特征在于，包括三电平变压单元、驱动单元及电压平衡单元；

所述三电平变压单元包括飞跨电容、输出电感以及依次串接在所述三电平变压单元的第一端与地之间的第一功率管、第二功率管、第三功率管及第四功率管，所述飞跨电容连接在所述第一功率管与所述第二功率管的共接点以及所述第三功率管与所述第四功率管的共接点之间，所述输出电感连接在所述第二功率管与所述第三功率管的共接点以及所述三电平变压单元的第二端之间；所述三电平变压单元用于基于第一开关驱动信号对所述第一端接收到的第一电压信号进行降压处理，并从所述第二端输出降压处理后的所述第一电压信号；或者用于基于所述第一开关驱动信号对所述第二端接收到的第二电压信号进行升压处理，并从所述第一端输出升压处理后的所述第二电压信号；

所述驱动单元的输入端连接所述第一端或所述第二端，所述驱动单元的四个驱动端分别与所述第一功率管的受控端、所述第二功率管的受控端、所述第三功率管的受控端及所述第四功率管的受控端连接，所述驱动单元用于基于降压处理后的所述第一电压信号或升压处理后的所述第二电压信号生成第一开关控制信号，并基于所述第一开关控制信号生成所述第一开关驱动信号，且基于所述第一开关驱动信号对所述第一功率管、所述第二功率管、所述第三功率管及所述第四功率管进行驱动控制；

所述电压平衡单元的平衡端连接所述第二功率管与所述第三功率管的共接点，所述电压平衡单元包括第一电容，所述电压平衡单元用于基于所述第一开关控制信号生成电容开关驱动信号，并基于所述电容开关驱动信号，控制所述第一电容将所述第二功率管与所述第三功率管的共接点的电压调节为目标电压的一半，所述目标电压为所述第一电压信号的电压或所述第二电压信号的电压；

所述第一开关控制信号包括用于控制所述第一功率管通断的第一控制信号、用于控制所述第二功率管通断的第二控制信号、用于控制所述第三功率管通断的第三控制信号以及用于控制所述第四功率管通断的第四控制信号；所述第一控制信号和所述第四控制信号为一对互补的信号，所述第二控制信号和所述第三控制信号为一对互补的信号；所述第一控制信号与所述第二控制信号的相位差为180度，所述第三控制信号与所述第四控制信号的相位差为180度；

所述电压平衡单元包括信号产生单元、第二驱动单元、开关单元及第一电容；

所述第一电容和所述开关单元串接在所述第二功率管与所述第三功率管的共接点和地之间；

所述信号产生单元的四个输入端分别作为所述电压平衡单元的四个输入端，所述信号产生单元的输出端连接所述第二驱动单元的输入端；所述信号产生单元用于基于所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号及所述第四控制信号生成电容开关控制信号，并向所述第二驱动单元输出所述电容开关控制信号；

所述第二驱动单元的输出端连接所述开关单元的受控端，所述第二驱动单元用于基于所述电容开关控制信号生成所述电容开关驱动信号，并基于所述电容开关驱动信号对所述开关单元进行驱动控制；

所述信号产生单元包括第一与门器、第二与门器、或门器及反相器；

所述第一与门器的第一输入端、所述第一与门器的第二输入端、所述第二与门器的第一输入端及所述第二与门器的第二输入端分别作为所述信号产生单元的四个输入端，所述第一与门器的输出端连接所述或门器的第一输入端，所述第二与门器的输出端连接所述或门器的第二输入端，所述或门器的输出端连接所述反相器的输入端，所述反相器的输出端作为所述信号产生单元的输出端。

2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一开关驱动信号包括用于驱动所述第一功率管的第一驱动信号、用于驱动所述第二功率管的第二驱动信号、用于驱动所述第三功率管的第三驱动信号、用于驱动所述第四功率管的第四驱动信号；

所述驱动单元包括输出电压调节单元、脉宽调制单元及第一驱动单元；

所述输出电压调节单元的第一输入端用于接收参考电压信号，所述输出电压调节单元的第二输入端作为所述驱动单元的输入端，所述输出电压调节单元的输出端连接所述脉宽调制单元的输入端；所述输出电压调节单元用于基于所述参考电压信号以及降压处理后的所述第一电压信号生成误差电压信号，或者用于基于所述参考电压信号以及升压处理后的所述第二电压信号生成所述误差电压信号，并向所述脉宽调制单元发送所述误差电压信号；

所述脉宽调制单元的四个输出端分别连接所述第一驱动单元的四个输入端以及所述电压平衡单元的四个输入端；所述脉宽调制单元用于基于所述误差电压信号生成所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号及所述第四控制信号，并向所述第一驱动单元和所述电压平衡单元发送所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号及所述第四控制信号；

所述第一驱动单元的四个输出端分别作为所述驱动单元的四个驱动端；所述第一驱动单元用于基于所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号及所述第四控制信号分别生成所述第一驱动信号、所述第二驱动信号、所述第三驱动信号及所述第四驱动信号，并通过所述第一驱动单元的四个输出端分别输出所述第一驱动信号、所述第二驱动信号、所述第三驱动信号及所述第四驱动信号。

3.根据权利要求1-2任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路还包括第一滤波单元；所述第一滤波单元的第一端与所述三电平变压单元的第二端连接。

4.根据权利要求1-2任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路还包括第二滤波单元；所述第二滤波单元的第一端与所述三电平变压单元的第一端连接。

5.根据权利要求2所述的电压转换电路，其特征在于，所述输出电压调节单元包括运算放大器；所述运算放大器的同相输入端作为所述输出电压调节单元的第一输入端，所述运算放大器的反相输入端作为所述输出电压调节单元的第二输入端。

6.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述信号产生单元包括第一与门器、第二与门器、或门器及反相器；

所述第一与门器的第一输入端、所述第一与门器的第二输入端、所述第二与门器的第一输入端及所述第二与门器的第二输入端分别作为所述信号产生单元的四个输入端，所述第一与门器的输出端连接所述或门器的第一输入端，所述第二与门器的输出端连接所述或门器的第二输入端，所述或门器的输出端连接所述反相器的输入端，所述反相器的输出端作为所述信号产生单元的输出端。

7.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一电容的第一端作为所述电压平衡单元的平衡端，所述第一电容的第二端连接所述开关单元的第一导通端，所述开关单元的第二导通端接地；

所述开关单元包括第五功率管和第六功率管；所述第五功率管和所述第六功率管均为N型MOSFET或NPN型三极管；

所述第五功率管的第一导通端作为所述开关单元的第一导通端，所述第五功率管的第二导通端连接所述第六功率管的第一导通端，所述第六功率管的第二导通端作为所述开关单元的第二导通端，所述第五功率管的受控端与所述第六功率管的受控端的共接点作为所述开关单元的受控端。

8.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述开关单元的第一导通端作为所述电压平衡单元的平衡端，所述开关单元的第二导通端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接地；

所述开关单元包括第七功率管和第八功率管；所述第七功率管和所述第八功率管均为P型MOSFET或PNP型三极管；

所述第七功率管的第一导通端作为所述开关单元的第一导通端，所述第七功率管的第二导通端连接所述第八功率管的第一导通端，所述第八功率管的第二导通端作为所述开关单元的第二导通端，所述第七功率管的受控端与所述第八功率管的受控端的共接点作为所述开关单元的受控端。

9.一种电子设备，其特征在于，包括电源端口、电池以及如权利要求1-8任一项所述的电压转换电路，所述电压转换电路的输入端连接所述电源端口，所述电压转换电路的输出端连接所述电池。

Images