CN115706537A - 基于双向线路相间变压器的转换器 - Google Patents

基于双向线路相间变压器的转换器 Download PDF

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弗朗西斯科·卡纳莱斯
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Abstract

本发明涉及一种基于双向线路相间变压器的转换器。多脉冲线路相间变压器转换器，包括磁性部分和电气部分，其中电气部分包括磁性部件，该磁性部件被配置为被连接到三相AC电网，并且电气部分包括多相电压系统，该多相电压系统被配置为被连接到公共DC电容器。电气部分被配置为将每个AC电网相n次分成两个相，从而在内部接口处产生多个中间相，每个中间相对应于多脉冲线路相间变压器转换器的脉冲。中间相被连接到多相电压系统。多相电压系统包括带有有源控制开关的桥；并且桥与公共DC电容器并联连接。

Description

基于双向线路相间变压器的转换器
技术领域
本发明涉及多脉冲线路相间变压器转换器、控制单元以及线路相间变压器转换器在BESS(电池储能系统)、驱动前端(也为风能)、 PV太阳能、MVDC传输、燃料电池接口或EV充电和数据中心中的用途。
背景技术
用于被直接连接到MV电网的AC/DC转换器的最先进的解决方案例如是模块化多电平转换器(MLC)、二电平转换器、三电平转换器和多电平转换器、晶闸管转换器、以及多脉冲二极管整流器。在模块化多电平转换器(MMC)中，电压应力平均分布在串联连接的单位上，其中每个单位都包含低压半导体。对于电压平衡，每个单位都需要电容器，这也需要控制方案来保持电容器被加载。主要限制是它无法在低频和大电流下操作，这意味着它不能用于某些驱动应用。对于像三电平转换器这样的多电平拓扑结构，可以采用额定电压较低的半导体，从而提高开关频率并且降低成本，但随着机械部件、栅极驱动器和传感器电子器件的成本的增加，复杂性也会增加。晶闸管转换器非常稳健且成本低，并且可以为双向(要么通过使DC链路反相，要么备选地通过具有两个反并联晶闸管)，并且允许对DC链路进行降压控制，但是不符合谐波电网标准。二极管整流器通常经由50/60Hz 变压器连接，该50/60Hz变压器简单、稳健且成本低。DC母线电压不可控。为了满足谐波标准，可以将多个二极管桥与一个多脉冲变压器一起操作。主要缺点是需要一个大而重的50/60Hz变压器。
发明内容
本发明的目的可以是提供一种改进的双向转换器。
该问题由独立权利要求的主题解决。实施例由从属权利要求、以下描述和附图提供。
同样，所描述的实施例涉及多脉冲线路相间变压器转换器、控制单元和线路相间变压器的用途。协同效应可能来自实施例的不同组合，尽管它们可能没有进行详细描述。
此外，应当指出，本发明的所有关于方法的实施例都可以按照所描述的步骤的次序来执行，然而这不必是该方法的步骤的唯一且必要的次序。在没有背离相应方法实施例的情况下，本文中所提出的方法可以按所公开的步骤的另一次序来执行，除非下文中明确提及相反。
技术术语按其常识使用。如果将特定含义传达给某些术语，则将在以下使用术语的上下文中给出术语的定义。
在本公开中，使用了以下缩写：
MV中压(通常为10kV至50kV)
LV低压(通常为200V至1kV)
LIT线路相间变压器(提供相移三相系统，无需电流绝缘)
BESS电池储能系统
MMC模块化多电平转换器
MVDC中压直流
本发明提供了一种转换器拓扑结构，它结合了基于线路相间变压器的多脉冲整流器的优点，诸如切换损耗可忽略不计、效率高、简单、极其紧凑、成本低、具有双向性，并且能够在低开关频率下提供近似正弦形状的高电流。在需要双向和/或DC到AC能量流的所有应用中，这种新转换器拓扑结构向现有技术的系统提供了一种具有最高功率密度的低成本备选方案。
本发明还提供了一种用于转换器拓扑结构的逆变器操作中的有源开关的一般控制方案，其中多脉冲线路相间变压器连接到桥，该桥采用可以有源关断并且与桥的整流器二极管反并联的开关，并且其中所有桥都并联连接到公共DC链路。
进一步地，提供了用于第一方面的转换器拓扑结构的控制方案。
更进一步地，还提供了带有保护器件的保护电路，以保护转换器拓扑结构的器件，确保AC侧和/或DC侧的短路不会损坏转换器拓扑结构，并且确保也在短路情况下实现转换器相对于AC电网的要求。
根据第一方面，提供了一种多脉冲线路相间变压器转换器，包括磁性部分和电气部分。磁性部分包括被配置为连接到三相AC电网的磁性部件，并且电气部分包括被配置为连接到公共DC电容器的多相电压系统。磁性部分被配置为将每个AC电网相n次分成两个相，从而产生多个中间相，例如，(n+1)×3个中间相，每个中间相对应于多脉冲线路相间变压器的脉冲线路。中间相(即，脉冲线路)连接到多相电压系统。多相电压系统包括带有有源控制开关的桥，并且桥与公共DC电容器并联连接。
与AC电网的连接可以被认为是第一外部接口或AC接口，并且公共DC电容器处的端子可以被认为是第二外部接口或DC接口。经拆分的向与多相电压系统的连接可以视为内部接口。磁性部件是可能具有铁芯的变压器或电感。将电网相分成两个相可以通过线圈的中心抽头来实现，其中中心抽头是AC相并且线圈的端部代表经拆分的相。拆分可以级联，使得经拆分的相中的一个或两个相再次被拆分。如果对每个AC相分支均等进行拆分，则获得三个AC相分支的n倍作为不同相的数目，其中n是AC相分支中的拆分数目。级联线圈中的最后一个级联线圈的端侧连接到电压系统，使得级联中的第一线圈的下端连接到第一三相桥装置的支路的中心。由于这些相与这些线路的对应关系，所以这些连接在本文中也被称为“中间脉冲线路”或“中间相”。级联中的第二线圈的下端连接到第二三相桥装置等的支路的中心，最后将级联中的最后一个线圈的上端连接到第n+1三相桥装置的支路的中心。在每个AC相分支中，可以在可以磁性连接到相邻AC 相分支的级联线圈之间插入另一线圈。
根据一个实施例，电气部分包括器件，这些器件与开关并联连接，从而与开关反并联传导电流。这些并联布置的器件通常能够仅在反并联方向上传导电流，或它们可能能够在两个方向上传导电流。至少在后一种情况下，这些器件可以是可切换的。并联器件允许转换器的双向操作，并且可以提供如下文所进一步描述的保护功能。
根据一个实施例，开关是晶闸管或晶体管(诸如IGBT或IGCT) 或MOSFET(诸如具有提供整流器操作的体二极管的SiC-MOSFET)。晶闸管或晶体管可能具有不同的控制要求。
根据一个实施例，线路相间变压器转换器包括具有信号处理单元的控制单元，该信号处理单元被配置为模拟磁性部分并且向控制器提供模拟中间相信号以控制开关，其中模拟中间相信号是具有预先计算的相角的正弦信号。控制器的输入通常是电压或直接测量的信号。然而，这些信号可能噪声很大。通过配置信号处理单元来模拟AC输入电压，控制器可以使用平滑信号而不是在噪声中测量的信号。信号处理单元可以使用自身的测量信号，然而，它能够对所测量的信号进行滤波并且模拟诸如电感之类的磁性分量，并且生成任何中间相信号。特别是，它可以计算内部接口上的中间相信号。
根据一个实施例，模拟基于三相AC电网连接处的电压的测量。从这些测量开始，信号处理器可以滤波并模拟磁性部分内的任何信号。
根据一个实施例，控制单元还包括控制器，该控制器被配置为基于中间相信号的模拟中间相电压与预定义电压范围的比较来控制开关。
根据一个实施例，桥被布置成桥装置，每个桥装置包括三个桥。每个桥连接到三个AC电网相的对应拆分的中间相，其中中间相连接在两个开关之间的中心点，该中心点是桥支路。进一步地，根据该实施例，控制器被配置为基于比较来生成控制信号，使得每个桥的上部有源开关处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号高于其他两个相支路的模拟信号即可。当其桥支路的相关模拟信号低于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，该开关主动切换到关断状态。每个桥的每个下部有源开关都处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号低于其他两个相支路的模拟信号即可。当其桥支路的相关模拟信号变得高于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，该开关主动切换到关断状态。
根据一个实施例，控制器或信号处理单元被配置为计算附加角并且将附加角添加到模拟信号的预先计算的相角中的一个相角。
根据一个实施例，控制器或信号处理单元被配置为基于测量AC 电网侧上的输入电流并且使用它们的低次谐波幅度(例如，3次谐波、 5次谐波、7次谐波)来计算对附加角有贡献的角。
根据一个实施例，控制器或信号处理单元被配置为计算与补偿线路相间变压器的杂散电感和/或其他寄生参数的附加角有关的角和/或被配置为控制无功功率。
根据一个实施例，附加角是针对所有模拟信号计算并添加到这些模拟信号的公共角；或附加角是针对每个模拟信号单独计算并且添加到每个模拟信号的角。
更进一步地，信号处理单元或控制器可以被配置为测量每个桥的支路的AC输入电压，并且通过滤波(例如，使用傅里叶分析来导出用于微调模拟信号和/或更换它们的控制信号)导出基波。
控制可以在整流器操作中保持持续“接通”，以防止DC链路负载突然丢失时的过压。
根据一个实施例，线路相间变压器转换器包括晶闸管或与开关反并联连接的可控开关。反并联晶闸管或可控反并联开关可以用于保护电压系统。
根据一个实施例，多脉冲线路相间变压器转换器可以被配置为使得在逆变器操作中(从DC到AC的功率流)，当桥支路的相关模拟信号以上升斜率跨过-0.5-D时(假设模拟信号的幅度归一化为1)并且当它以下降斜率跨越-x+D时，桥的每个上部反并联晶闸管被触发，其中x定义为x＝abs(sin(π/6-2*π/pn))，其中pn是转换器的脉冲数目，并且其中D是在换向期间提供续流的经归一化信号的百分之几范围内的正值。在整流器操作(从AC到DC的功率流)时，每个上部反并联晶闸管以其桥支路的相关模拟信号的上升斜率在过零点处被触发，并且每个下部晶闸管以其桥支路的相关模拟信号的下降斜率在过零点处被触发。如果采用触发脉冲序列，则只要模拟信号对于上部反并联晶闸管为正和/或对于下部晶闸管为负，则应用最大序列即可。在采用有源开关(如IGBT)而非晶闸管的情况下，只要模拟信号对上部IGBT“AH”为正和/或只要模拟信号对下部IGBT“AL”为负，就会应用接通信号。
向模拟信号添加和/或减去小正值可能会防止切换期间出现巨大的短期过压。
在从AC到DC的功率流且DC侧上短路的情况下的整流器操作中，如果只有二极管，则可能无法关断并限制短路电流。更进一步地，二极管必须能够阻断最大线间电网电压。如果转换器必须根据可能出现明显的电网侧过压(例如，与标称相比为两倍)的规格进行设计，则二极管必须相应根据其阻断电压能力而设计为过大尺寸，从而导致更高的成本、更高的损失和效率降低。
该实施例提出了解决这两个问题的电路拓扑结构和控制，其通过在DC短路的情况下提供在整流器操作中快速关断的能力，并且即使在高达标称电网电压的两倍的AC过压的情况下也允许使用额定为标称阻断电压的半导体器件。
根据一个实施例，线路相间变压器转换器是6、12、18、24、48 脉冲线路相间变压器。
控制单元(即，信号处理和控制器)可以包括处理逻辑。处理逻辑可以实现为硬件和/或软件。该软件可以是存储在存储器中并且在被实现为嵌入式系统或在计算机体系结构中实现的处理器上运行的计算机程序元件。计算机程序元件可以是计算机程序的一部分，但它本身也可以是整个程序。例如，计算机程序元件可以用于更新已经存在的计算机程序以实现本发明。
控制器可以包括没有可编程逻辑的电路，或可以是或包括微控制器、现场可编程门阵列(FPGA)、ASIC、复杂可编程逻辑器件(CPLD) 或本领域技术人员已知的任何其他可编程逻辑器件。
计算机可读介质可以被视为存储介质，诸如例如，USB棒、CD、 DVD、数据存储器件、硬盘，或上文所描述的程序元素可以被存储在其上的任何其他介质。
参考附图和以下描述，本发明的这些和其他特征、方面和优点将变得更好理解。
附图说明
图1a示出了模块化多电平转换器(MMC)的图，
图1b示出了三电平转换器的图，
图1c示出了基于18脉冲线路相间变压器(LIT)的整流器/转换器，
图2a示出了基于18脉冲LIT的整流器/转换器的DC电压、正弦 AC电网电压和三个电网电流，
图2b示出了基于18脉冲LIT的整流器/转换器的频谱，
图3示出了根据实施例的线路相间变压器转换器的框图，
图4a示出了根据实施例的带有开关的18脉冲线路相间变压器转换器，
图4b示出了图4a的基于18脉冲LIT的整流器/转换器的频谱，
图5示出了根据实施例的带有开关的12脉冲线路相间变压器转换器，
图6示出了根据实施例的带有开关的24脉冲线路相间变压器转换器，
图7示出了带有电位和开关的名称的图4a的18脉冲线路相间变压器转换器，
图8示出了图4a和图7的18脉冲线路相间变压器转换器的信号处理和切换信号的生成，
图9示出了图4a的18脉冲LIT转换器的电网电压(相到接地) uNi、信号qjk和开关，
图10示出了电网电压uNi、逆变器运行时的转换器输入电流iNi、一个桥的模拟信号qj1与该桥的一个支路的AC输入电压
Figure BDA0003755243600000081
以及图4a的18脉冲LIT转换器的切换信号,
图11示出了带有用于控制双向能量流的开关的基于12脉冲线路相间变压器的整流器/转换器，
图12示出了带有用于控制双向能量流的开关的基于24脉冲线路相间变压器的整流器/转换器，
图13a示出了带有反并联晶闸管的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于18脉冲线路相间变压器的整流器/ 转换器，
图13b示出了带有有源开关的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于18脉冲线路相间变压器的整流器/转换器，
图14a示出了带有电位和开关的名称的图13a的18脉冲线路相间变压器转换器，
图14b示出了带有电位和开关的名称的图13b的18脉冲线路相间变压器转换器，
图15示出了图13a、图13b、图14a和图14b的18脉冲线路相间变压器转换器的信号处理和切换信号的生成，
图16示出了图13至图15的18脉冲线路相间变压器转换器的电网电压uNi、信号qjk和切换信号，
图17示出了图13至图15的18脉冲相间变压器转换器的电网电压(相到接地)uNi、逆变器操作中的转换器输入电流iNi、通过开关“S”和反并联开关“A”的电流，
图18a示出了带有反并联晶闸管的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于12脉冲线路相间变压器的整流器，
图18b示出了带有有源开关的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于12脉冲线路相间变压器的整流器，
图19a示出了带有反并联晶闸管的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于24脉冲线路相间变压器的整流器，
图19b示出了带有有源开关的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于24脉冲线路相间变压器的整流器。
具体实施方式
在模块化多电平转换器(MMC)100中，参见图1a，电压应力均匀分布在串联连接的单位上，其中每个单位都包含低压半导体。对于电压平衡，需要用于每个单位的电容器104，这也需要控制方案来保持加载电容器104。
单位半导体可以在干线频率范围内逐步切换，从而接近正弦干线电压(优点：低谐波、低切换损耗；缺点是需要大电容器)。备选地，单位半导体可以在PWM方案中进行切换，其中所有单位同时以远高于干线频率的频率进行切换，其优点是需要更小的电容器；并且缺点是谐波大、du/dt高和切换损耗大。
MMC 100以相对较高的成本提供低谐波、双向能量流和具有可控电压(升压型)的DC链路。主要限制是它无法在低频和大电流下操作，这意味着它不能用于某些驱动应用。因而，采用针对高电压额定的半导体允许实现简单的两电平转换器。这种半导体在PWM模式下会产生高切换损耗，从而限制开关频率并且增加谐波。与MMC一样，提供双向能量流和具有可控电压的DC链路(仅限升压型)。采用高压功率半导体通常会导致高成本。除了MMC，两电平转换器可以在低频下提供大电流，这对于许多驱动应用必不可少。
使用如图1b所示的三电平转换器110之类的多电平拓扑结构，可以采用较低额定电压的半导体，从而导致更高的开关频率和更低的成本，但随着机械部件、栅极驱动器和传感器电子产品成本的增加，复杂性也会增加。与两电平转换器相同，多电平拓扑结构110可以提供双向能量流和具有可控电压(升压型)的DC链路，并且在低频下也可以提供大电流，但它更容易实现所需效率的谐波电网标准。
晶闸管转换器非常稳健且成本低，并且可以为双向(要么通过使DC链路反相要么通过具有两个反并联晶闸管)，并且允许对DC链路进行降压控制，但并不满足谐波电网标准(需要附加的笨重且昂贵的滤波器)和所需无功功率(某些操作状态下的大量无功功率)。它们可以在低频下提供大电流，这使得它们适用于驱动器，尽管由于它们的高低频谐波，它们在许多应用中已经过时了。
上文所讨论的转换器拓扑结构在需要双向和/或DC-AC能量流的情况下很有用，如果需要电网支持，则它们例如是BESS、驱动器、 PV太阳能、MVDC传输、燃料电池或EV充电(和数据中心)。
在单向AC到DC能量流的情况下，整流器就足够了。典型应用是EV充电和数据中心(当不需要电网支持时)以及工业过程，如例如，H2生产或电解。
二极管整流器通常经由50/60Hz变压器连接，该50/60Hz变压器简单、稳健且成本低。DC链路电压不可控。为了满足谐波标准，几个二极管桥可以与多脉冲变压器(通常为许多中压应用的12脉冲变压器，例如，MV驱动器的前端)一起操作。主要缺点是需要大而重的50/60Hz变压器。
备选方案是采用基于线路相间变压器的二极管整流器120，如图 1c所示，其中LIT120比多脉冲50/60Hz变压器小一个数量级(因而成本降低)，并且低成本二极管桥提供满足电网的谐波标准的电流(参见图2a和图2b)。这是一种具有最高功率密度且没有电流绝缘的低成本解决方案，其中DC链路电压不可控，并且二极管面对完全MV电压，尽管电流很小。
图4a描绘了线路相间变压器转换器300的示例。该图示出了根据带有用于控制双向能量流的开关402的实施例的18脉冲线路相间变压器转换器。LIT本文中通常被理解为磁性部件的设置，这些磁性部件在输入侧处具有三相AC电网418并且在它们的输出侧处提供几个对称相移的三相电压系统或桥装置408、410、412。
图4a所示的多脉冲整流器提供可忽略的切换损耗、高效率、简单且极其紧凑，并且可以以低成本生产。它还具有双向性，并且能够在低频下提供大电流。因此，这种转换器拓扑结构为需要双向和/或 DC到AC能量流的所有应用提供了具有最高功率密度的低成本解决方案。
图3给出了线路相间变压器转换器300的概括概述，该线路相间变压器转换器300使用框图应用于本公开中的所有实施例。LIT 300 包括转换器301和控制单元306。转换器301包括磁性部分302和电气部分304，它们通过内部接口324相互连接。磁性部分302具有到例如AC电网的外部AC接口320，并且电气部分304具有外部DC 接口322。电气部分304由控制单元306控制。控制单元306包括信号处理单元310和控制器312。处理单元310主要模拟信号，如下文所详细描述的，控制器312生成用于电气部分304的可切换部件的控制信号。信号处理单元和控制器312可以被视为功能块。也就是说，该功能可以在相同或不同硬件上实现。例如，信号处理和控制信号的生成均可以在FPGA和支持电路上实现，或在另一示例中，信号处理器可以是DSP，并且生成控制信号可以在分开的处理器或逻辑单元上实现，并且可以包括模拟元件。硬件还可以包括一个或多个存储器以存储逻辑指令和/或值，诸如作为输入值的预定义配置以供处理。
如图4a所示，多脉冲线路相间变压器转换器300包括磁性部分 302和电气部分304，该电气部分304包括桥装置408、410、412。 AC相418经由电感器420连接到第一线圈424的中心422，第一线圈424的中心422拆分相一次。下端连接到下部桥装置412中的支路的中心。第一线圈424的上端经由电感器426连接到其他线圈430的中心抽头428。这些第二线圈430的端部连接到中间桥装置410和上部桥装置408中的桥支路的中心。内部接口324的这些连接也被指定为“中间相”432。所有三个桥装置408、410、412并联连接到公共电容器416。注意，线圈424、430之间的电感器426磁性耦合到相邻 AC相分支中的AC相分支的线圈。由于信号被拆分两次，即，n＝2，所以n+1个线圈端部(每次拆分产生一个附加相)连接到电压系统408、410、412，即，电气部分，因此需要18个开关，并且获得18 个脉冲。桥采用开关402，该开关可以主动关断，并且与桥的整流二极管404反并联，并且其中所有桥406都并联连接到公共DC链路。开关402可以优选地是诸如IGBT或MOSFET之类的电子开关。对于诸如SiC-MOSFET之类的有源开关，此类开关的体二极管提供整流器操作。
图4b示出了电网电压和逆变器模式下基于18脉冲LIT的转换器的三个电网电流，其中能量从DC流向AC。DC电压是恒定线路，而 AC是正弦曲线。图4b下部部分描绘的电网电流示出了18脉冲LIT 中的电流的典型形状。图4b的右侧部分示出了电流的频谱。此外，与在整流器模式下一样，对于逆变器能量流，18脉冲LIT也阻挡除 17次和19次及其倍数之外的所有低频谐波。
图5示出了作为带有电子开关402的LIT 300的实施例的12脉冲线路相间变压器转换器的图。每个AC分支中的磁性部分中存在一个拆分506，从而在电气部分304与磁性部分302之间的内部接口324 处产生(n+1)×3＝6个连接，因此产生12个开关402，此外还产生12个脉冲。
图6示出了作为LIT 300的实施例的带有开关402的24脉冲线路相间变压器转换器的图。每个AC分支中的磁性部分中存在三个拆分，在图6中统称为602，从而在电气部分304与磁性部分302之间的内部接口处产生(n+1)×3＝12个连接，因此产生24个开关402，此外还产生24个脉冲。
同样，可以实现带有数目更多的脉冲的其他转换器，例如，带有 48个开关和48个脉冲的转换器。
所提出的转换器具有的特点是它们提供了具有近似正弦电网电流的转换器的双向操作。它们可以以低成本实现，简单、可靠且稳健，同时在整流器模式和逆变器模式下提供非常高的效率。开关402以干线频率切换，因此切换损耗可忽略不计，还导致高效率和低冷却努力。如果每个开关402由串联连接的低压IGBT的多单位结构组成，则所需的电压平衡网络中的损耗也非常小。而且，协调切换变得不那么关键。下文所描述的控制方案还支持这些特点。
优选地，可以采用在同一封装中带有反并联二极管的IGBT或 MOSFET，其中内部体二极管可以提供整流器操作。如果整流器操作和逆变器操作中的功率流例如在主要驱动电机并且有时只反馈能量的驱动器中不同，则开关和反并联二极管的芯片尺寸可以单独优化以保持成本最低。
在下文中，描述了逆变器操作中的有源开关402的一般控制方案，该有源开关402可以应用于转换器拓扑结构，其中多脉冲线路相间变压器转换器300具有与如同上文所提出的拓扑结构中一样的桥406的连接，该桥406采用开关402，该开关402可以被主动关断，并且与桥的整流二极管404反并联，并且所有桥406都并联连接到公共DC 链路416。
图7示出了带有用于控制双向能量流的开关402的基于18脉冲线路相间变压器300的整流器的图，该基于18脉冲线路相间变压器 300的整流器对应于图4a所示的LIT 300。与图4a相比较，在图7 中，描绘了电位
Figure BDA0003755243600000131
例如，上部桥408的开关使用位置Sij表示，其中 i对应于AC相414，j对应于桥装置；例如，j＝1寻址上部桥装置408，“Top”或“Bot”(底部)是桥内部的位置，其中顶部开关STop连接到电容器416的正极，而底部开关SBot连接到电容器416的负极。电位
Figure BDA0003755243600000132
的编号相应使得i对应于AC相分支414，并且j对应于线圈端部所连接到的桥装置。
转换器可以包括控制单元306，该控制单元306可以包括信号处理器310和控制器312。信号处理器310可以被配置为基于到电网的外部接口322处的AC电压的测量来模拟信号，并且控制器312可以被配置为基于模拟信号来生成用于开关402的信号。下文对该实现方式进行更详细的解释。
参考图3、图4a和图8，所提出的控制策略的优选实现方式的特征在于测量LIT 300在电网侧418处(也就是说，在电网侧电感器420 与LIT端子之间)的三相输入电压，并且通过例如使用信号处理电路310基于该测量来产生每个桥的三个正弦信号(例如，18脉冲LIT转换器的9个信号)，其中产生由模拟三个桥装置408、410、412的AC 输入电压的经归一化基波的信号处理器310来执行。这些产生的信号由固定的预先计算的相角来表征和/或定义并且与所测量的三相电压同步。也就是说，不是直接从内部接口324处的桥AC输入测量、滤波和/或计算和采用所需的电压基波，而是采用这些产生的信号来做出切换决定。
可以向所有产生的信号添加小的相角延迟，以便改善信号与电网电压的同步和/或补偿由于相间变压器的杂散电感和/或电网侧阻抗引起的小相移，其中这个小相角由所测量的电网电流的低频谐波导出。
该控制策略的特征在于，每个桥406的上部有源开关SAH处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号高于其他两个相支路的模拟信号机壳，并且在于当其桥支路的相关模拟信号低于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，主动切换进入关断状态；虽然每个桥的每个下部有源开关SBot处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号都低于其他两个相支路的模拟信号即可，并且在于当其桥支路的相关模拟信号变得高于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，将该开关主动切换到关断状态。
通过本文中所提出的控制方案，开关402以干线频率切换并且切换损耗可以忽略不计。更进一步地，如果每个开关由串联连接的低压 IGBT的多单位结构组成，则可选所需的电压平衡网络中的损耗也非常小。
以下用于双向能量流的有源开关402的切换信号的伪代码详细描述了所提出的控制方案。正弦信号qjk由信号处理电路产生并且模拟桥的经归一化AC输入电压的基波，这些基波被定义为相对于如图7 所定义的接地的18脉冲转换器的电位
Figure BDA0003755243600000141
如图8所示。图8中的方框包含信号处理电子产品。电网电压根据图7中的LIT输入节点
Figure BDA0003755243600000142
的电位差和/或根据到接地的这些输入电位(例如，通过人造星点)测量。
使用图7中的电位的定义和假设定义电网电压基波(尤其是关于它们的相关系)如下：
Figure BDA0003755243600000151
Figure BDA0003755243600000152
Figure BDA0003755243600000153
并且
u12＝u2-u1
u23＝u3-u2
u31＝u3-u1，
正弦信号qjk由信号处理电子产品(图8中的框802)产生，该电子产品还连续测量至少一个电网电压以进行同步，如下：
qjk＝sin(ωt+θjk)
其中k＝1，2，3和j＝1，2，3，并且其中预定义角度如下：
θ11＝-7π/9，θ21＝+5π/g，θ31＝-π/9，
θ12＝-5π/9，θ22＝+7π/9，θ32＝+π/9，
θ13＝0，θ23＝-2π/3，θ33＝+2π/3
然后，我们得出良好近似：
Figure BDA0003755243600000154
通过这个良好近似，我们可以定义切换模式：
如果q1k＞q2k且q1k＞q3k，则S1k，Top＝接通，否则S1k，Top＝关断
如果q2k＞q3k且q2k＞q1k，则S2k，Top＝接通，否则S2k，Top＝关断
如果q3k＞q1k且q3k＞q2k，则S3k，Top＝接通，否则S3k，Top＝关断
如果q1k＜q2k且q1k＜q3k，则S1k，Bot＝接通，否则S1k，Bot＝关断
如果q2k＜q3k且q2k＜q1k，则S2k，Bot＝接通，否则S2k，Bot＝关断
如果q3k＜q1k且q3k＜q2k，则S3k，Bot＝接通，否则S3k，Bot＝关断
其中k＝1，2，3
所提出的控制方案基于各个桥AC输入电压的模拟基波谐波的比较而非直接基于电压和电网电压来做出切换决策。这是所提出的控制方案的一个关键特点。采用在桥的AC输入处直接测量的经滤波和/ 或计算的电压会导致基于LIT的多脉冲转换器的控制严重不稳定。
另一关键特点在于，只要相关模拟基波的值不再大于其他两个模拟基波的值(因而，对于下部开关，参见伪代码)，必须主动关断上部开关。因此，使用晶闸管代替有源开关402并非可行。
图9示出了18脉冲LIT转换器的电网电压(相到接地)uNi、信号qjk和切换信号。例如，线902示出了当图912中的q11高于q11和 q31时信号S11_top的接通。当图912中的q31低于q11和q21时，S31_bot接通。这同样适用于其他16个信号。水平刻度是以秒为单位的时间。频率为50Hz。垂直刻度是经归一化电压，使得幅度在-1与1之间的范围内。进一步地，可以标识电网电压与模拟信号之间的上述相差，该相差例如为0.78×10-3，其对应于uN1和q11的-7π/9的相差。
图10在图1002中示出了电网电压(相到接地)uNi，在图1004 中示出了逆变器操作中的转换器输入电流iNi，在图1006中示出了模拟一个桥的基波AC输入电压与它的一个支路的AC输入电压
Figure BDA0003755243600000162
的信号qj1，并且在图1008中示出了18脉冲LIT转换器的切换信号。可以看出，桥AC输入电压
Figure BDA0003755243600000163
严重失真，致使无法用于生成切换信号。在整流器操作中保持控制持续“接通”允许防止在负载突然丢失(例如，下一级转换器跳闸)的情况下DC链路过压。
下文针对12脉冲系统和24脉冲系统中的应用对转换器拓扑结构进行描述。通常，对于12脉冲系统和24脉冲系统，切换决策定义如下：
如果qjk>qjk且qjk>qjk，则Sjk,Top＝接通，否则Sjk,Top＝关断
如果qjk<qjk且qjk<qjk，则Sjk,Bot＝接通，否则Sjk,Bot＝关断
其中
Figure BDA0003755243600000161
其中j＝1，2，3以及
其中对于12脉冲系统，k＝1，2
和/或其中对于24脉冲系统，k＝1，2，3，4
对于12脉冲系统和24脉冲系统，其中在图9和图10中定义电位，并且假设电网电压基波定义(尤其是关于它们的相关系)如下：
Figure BDA0003755243600000171
Figure BDA0003755243600000172
Figure BDA0003755243600000173
以及
u12＝u2-u1
u23＝u3-u2
u31＝u3-u1，
正弦信号qjk由信号处理电子产品(图6中的框802)产生，该电子产品还连续测量至少一个电网电压以进行同步，如下：
qjk＝sin(ωt+θjk)
对于12脉冲系统，所需相角如下：
θ11＝-3π/4，θ21＝+7π/12，θ31＝-π/12，
θ12＝-7π/12，θ22＝+3y/4，θ32＝+π/12
对于24脉冲系统，所需相角如下：
θ11＝+97.5π/180，θ21＝-22.5π/180，θ31＝-142.5π/180，
θ12＝+127.5π/180，θ22＝+7.5π/180，θ32＝-112.5π/180，
θ13＝+112.5π/180，θ23＝-7.5π/180，θ33＝-127.5π/180，
θ14＝+142.5π/180，θ24＝+22.5π/180，θ34＝-97.5π/180，
图11示出了作为LIT 300的实施例的带有用于控制双向能量流的开关的基于12脉冲线路相间变压器的整流器。拓扑结构对应于图5 的拓扑结构。电位和开关的指示原理对应于针对图7所描述的电位和开关的指示原理。
图12示出了作为LIT 300的实施例的带有用于控制双向能量流的开关402的基于24脉冲线路相间变压器的整流器。拓扑结构对应于图6的拓扑结构。电位和开关的名称原理对应于针对图7所描述的电位和开关的名称原理。
图13a和图13b示出了作为LIT 300的实施例的采用双向开关 402、1304用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于18脉冲线路相间变压器的整流器。图13a描绘了带有反并联晶闸管1302的版本，而图13b示出了采用有源开关1304而非晶闸管1302的版本。除了与开关402反并联连接的晶闸管1302和开关1304之外，拓扑结构对应于图4a的拓扑结构。
有源双向开关402、1304由用于电流主要从DC流向AC的单向开关“S”402和反并联晶闸管“A”1302组成(图13a)，或备选地，由用于电流主要从DC流向AC的单向开关“S”402和用于电流主要从AC流向DC的反并联单向开关“A”1304组成(图13b)。
如上文所描述的，采用了正弦信号qjk，这些正弦信号qjk是与电网电压同步的桥的AC输入电压的经模拟和归一化基波。此外，如上文所描述的，将小相角延迟添加到所有这些信号qjk，以便改善信号与电网电压的同步和/或补偿由于相间变压器转换器300的杂散电感和/ 或电网侧阻抗引起的小相移，其中这个小相角从所测量的电网电流的低频谐波导出。该控制方案的特征在于采用上文所提及的正弦信号 qjk，其方式如下：
在逆变器运行(从DC到AC的功率流)时，每个上晶闸管“AH”当其桥支路的相关模拟信号以上升斜率跨过-0.5-D时并且当它以下降斜率跨过-x+D时被触发(假设模拟信号的幅度被归一化为1)，其中 x定义为x＝abs(sin(π/6-2*π/pn))，其中pn是转换器的脉冲数目，并且其中D是在换向期间提供续流的经归一化信号的百分之几范围内的正值。在向晶闸管“AH”施加脉冲序列的情况下，只要模拟信号在-0.5-D与-x+D之间，就会施加最大序列。在采用如IGBT之类的有源开关“AH”而非晶闸管的情况下，只要模拟信号介于-0.5与-x之间，就会应用接通信号。对于每个桥支路的下部晶闸管“AL”，当相关模拟信号以下降斜率跨过+0.5+D时以及当它以上升斜率跨过+x-D时，触发发生。在采用有源开关“AL”(如IGBT)而非晶闸管的情况下，只要模拟信号在+0.5+D与+x-D之间，就会应用接通信号。
在逆变器操作中，对有源开关402的控制等同于如上文所提出的方案：每个桥的上部有源开关“SH”处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号高于其他两个相支路的模拟信号即可；并且当其桥支路的相关模拟信号变得低于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，主动将该开关切换到关断状态。每个桥的每个下部有源开关“SL”处于接通状态，只要其桥支路的相关模拟信号低于其他两个相支路的模拟信号；并且当其桥支路的相关模拟信号变得高于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，主动将该开关切换到关断状态。
在整流器操作(从AC到DC的功率流)中，每个上部反并联晶闸管“AH”以其桥支路的相关模拟信号的上升斜率在过零点处被触发，每个下部晶闸管“AL”以其桥支路的相关模拟信号的下降斜率在过零点处被触发。如果采用触发脉冲序列，则只要模拟信号对于上部反并联晶闸管“AH”而言为正和/或对于下部晶闸管“AL”而言为负，就应用最大序列。在使用有源开关(如IGBT)而非晶闸管的情况下，只要模拟信号对于上部IGBT“AH”而言为正和/或只要模拟信号对于下部IGBT“AL”而言为负，就会应用接通信号。
图14a和图14b示出了作为LIT 300的实施例的采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于18脉冲线路相间变压器的整流器。图14a示出了带有反并联晶闸管1402的版本；图14b 示出了采用有源开关1404而非晶闸管1402的版本。
图15示出了控制方案的实现方式。方框1502、1504包含信号处理电子产品。电网电压根据图14a和图14b中的LIT输入节点
Figure BDA0003755243600000194
的电位差和/或根据到接地的这些输入电位(例如，通过人造星点)测量。
其中在图14a和图14b中定义电位并且假设电网电压基波(尤其是关于它们的相关系)定义如下：
Figure BDA0003755243600000191
Figure BDA0003755243600000192
Figure BDA0003755243600000193
以及
u12＝u2-u1
u23＝u3-u2
u31＝u3-u1，
正弦信号qjk由信号处理电子产品(图15中的框1502)产生，该电子产品还连续测量至少一个电网电压以进行同步，如下：
qjk＝sin(ωt+θjk)
其中k＝1，2，3和j＝1，2，3，并且其中如上文所描述的预定义角度如下：
θ11＝-7π/9，θ21＝+5π/9，θ31＝-π/9，
θ12＝-5π/9，θ22＝+7π/9，θ32＝+π/9，
θ13＝0，θ23＝-2π/3，θ33＝+2π/3
然后，我们得出良好近似：
Figure BDA0003755243600000201
对于逆变器操作，电流主要流入开关“S”402，但也部分流入开关“A”1402、1404。开关“A”的相关触发电平x依据转换器脉冲数目pn(其在18脉冲LIT转换器的情况下为18)定义，如下：
X＝abs(sin(π/6-2π/pn))
通过这个良好近似，我们可以定义逆变器操作的切换模式(从 DC到AC的功率流)，如下：
如果q1k＞q2k且q1k＞q3k，则S1k，Top＝接通，否则S1k，Top＝关断
如果q2k＞q3k且q2k＞q1k，则S2k，Top＝接通，否则S2k，Top＝关断
如果q3k＞q1k且q3k＞q2k，则S3k，Top＝接通，否则S3k，Top＝关断
如果q1k＜q2k且q1k＜q3k，则S1k，Bot＝接通，否则S1k，Bot＝关断
如果q2k＜q3k且q2k＜q1k，则S2k，Bot＝接通，否则S2k，Bot＝关断
如果q3k＜q1k且q3k＜q2k，则S3k，Bot＝接通，否则S3k，Bot＝关断
如果-0.5-D＜q1k且q1k＜-x+D，则A1k，Top＝接通，否则A1k，Top＝关断
如果-0.5-D<q2k且q2k<-x+D，则A2k,Top＝接通，否则A2k,Top＝关断
如果-0.5-D<q3k且q3k<-x+D，则A3k,Top＝接通，否则A3k,Top＝关断
如果+x-D<q1k且q1k<+0.5+D，则A1k,Bot＝接通，否则A1k,Bot＝关断
如果+x-D<q2k且q2k<+0.5+D，则A2k,Bot＝接通，否则A2k,Bot＝关断
如果+x-D<q3k且q3k<+0.5+D，则A3k,Bot＝接通，否则A3k,Bot＝关断
其中D是在经归一化信号qjk的百分之几范围内的正值，例如， D＝0.02。如上述代码中所述添加D对于防止换向期间出现巨大的开关过压绝对有必要，这会缩短寿命和/或损坏半导体。
对于整流器操作(从AC到DC的功率流)，存在：
S1k,Top＝关断S2k,Top＝关断S3k,Top＝关断
S1k,Bot＝关断S2k,Bot＝关断S3k,Bot＝关断
如果q1k>0，则A1k,Top＝接通，否则A1k,Top＝关断
如果q2k>0，则A2k,Top＝接通，否则A2k,Top＝关断
如果q3k>0，则A3k,Top＝接通，否则A3k,Top＝关断
如果q1k<0，则A1k,Bot＝接通，否则A1k,Bot＝关断
如果q2k<0，则A2k,Bot＝接通，否则A2k,Bot＝关断
如果q3k<0，则A3k,Bot＝接通，否则A3k,Bot＝关断
其中k＝1，2，3
可以检测功率流向并且选择所需的切换方案，或备选地，可以经由切换信号的逻辑或运算将上述方案组合用于逆变器操作和整流器操作，并且将组合方案应用于两种模式，参见图16.
图16示出了带有用于整流器模式和逆变器模式的反并联开关的 18脉冲LIT转换器的组合切换信号：电网电压(相到接地)uNi 1602、信号qjk1604和切换信号1606。注意，对于采用晶闸管，只要“A”信号从0变为1，就会产生触发脉冲。
如果开关“A”被实现为如IGBT之类的有源开关(图14b)，则需要从上述伪代码导出并且在图16中示出的信号1604。
如果将晶闸管1402用作开关“A”，则只要开关“A”1402的切换信号从“关断”变为“接通”，就足以(但必不可少！)提供触发脉冲。这确保了最小的栅极功率要求。为了提高可靠性，可以如在上述伪代码中定义的切换信号“接通”的时段内应用附加晶闸管栅极触发脉冲序列。
图17在图1702中示出了电网电压(相对地)uNi，在图1704中示出了逆变器操作时的转换器输入电流iNi，在图1706中示出了通过例如如14b所示的带有反并联开关和组合切换信号的18脉冲LIT转换器300的开关“S”402和反并联开关“A”1404的电流。图1706 示出了在逆变器操作时，开关“S”402占据电流的主要部分，但还需要流过其反并联开关“A”1404的电流以保证在没有低谐波的情况下适当操作，这必须由所提出的控制方案保证。注意，对于采用如图 14a所示的晶闸管1402，只要“A”信号从0变为1，就会产生触发脉冲。
在12脉冲系统和24脉冲系统中的应用：通常，对于12脉冲系统和24脉冲系统，逆变器操作时的开关决策定义如下：
如果qjk>qjk且qjk>qjk，则Sjk,Top＝接通，否则Sjk,Top＝关断
如果qjk<qjk且qjk<qjk，则Sjk,Bot＝接通，否则Sjk,Bot＝关断
如果-0.5-D<qjk且qjk<-x+D，则Ajk,Top＝接通，否则Ajk,Top＝关断
如果+x-D<qjk且qjk<+0.5+D，则Ajk,Bot＝接通，否则Ajk,Bot＝关断
其中
Figure BDA0003755243600000221
其中0<D<<max(qjk)
其中j＝1，2，3并且
其中对于12脉冲系统，k＝1，2
和/或其中，对于24脉冲系统，k＝1，2，3，4
对于12脉冲系统和24脉冲系统，其中在图18a、图18b、图19a 中定义电位并且假设电网电压基波定义(尤其是关于它们的相关系) 如下：
Figure BDA0003755243600000231
Figure BDA0003755243600000232
Figure BDA0003755243600000233
以及
u12＝u2-u1
u23＝u3-u2
u31＝u3-u1，
正弦信号qjk由信号处理电子产品(图15中的框1502)产生，该电子产品还连续测量至少一个电网电压以进行同步，如下：
qjk＝sin(ωt+θjk)
对于24脉冲系统，所需的相角也如上所述：
θ11＝-3π/4，θ21＝+7π/12，θ31＝-π/12，
θ12＝-7π/12，θ22＝+3π/4，θ32＝+π/12
对于12脉冲系统，所需的相角也如上所述：
θ11＝+97.5π/180，θ21＝-22.5π/180，θ31＝-142.5π/180，
θ12＝+127.5π/180，θ22＝+7.5π/180，θ32＝-112.5π/180，
θ13＝+112.5π/180，θ23＝-7.5π/180，θ33＝-127.5π/180，
θ14＝+142.5π/180，θ24＝+22.5π/180，θ34＝-97.5π/180，
图18a和图18b示出了采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于12脉冲线路相间变压器的整流器。图18a示出了带有反并联晶闸管的版本。图18b示出了带有有源开关而非晶闸管的版本。
图19a和图19b示出了采用双向开关用于在整流器模式和逆变器模式下进行保护的基于24脉冲线路相间变压器的整流器。图19a示出了带有反并联晶闸管的版本。图19b示出了采用有源开关而非晶闸管的版本。
带有反并联开关或晶闸管的拓扑结构的控制方案允许双向多脉冲LIT AC/DC转换器针对两个功率流向快速短路中断(例如，AC侧处短路和/或DC侧处短路)，并且允许在采用仅针对标称阻断电压能力额定的桥中的半导体的同时阻断两倍的标称电网电压。该控制方案还允许使用晶闸管代替整流器二极管。
通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现对所公开的实施例的其他变化。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项或步骤的功能。在相互不同的从属权利要求中列举了某些措施这一事实并不表明不能有利地使用这些措施的组合。计算机程序可以存储/分发在合适介质上，诸如与其他硬件一起供应或作为其一部分供应的光学存储介质或固态介质，而且还可以以其他形式分发，诸如经由互联网或其他有线或无线电信系统。权利要求中的任何附图标记都不应被解释为限制权利要求的范围。
附图标记
100 模块化多电平转换器(MMC)
102 MMC单位
104 MMC单位电容
110 三电平转换器
120 基于18脉冲相间变压器(LIT)的整流器
300 线路相间变压器(LIT)
301 转换器
302 转换器的磁性部分
304 转换器的电气部分，三相电压系统
306 控制单元
310 处理单元/信号处理器
312 控制器
320 外部AC接口
322 外部DC接口
324 内部接口
402 开关“S”
404 反并联二极管
406 桥
408 上部桥装置/相移电压系统
410 中部桥装置/相移电压系统
412 下部桥装置/相移电压系统
414 AC分支/AC相
416 公共电容器/DC链路
418 AC电网
420 电感器
422 线圈424处的中心抽头
424 第一线圈
426 电感器
428 线圈430处的中心抽头
430 第二线圈
506 线圈508处的中心抽头
508 第二线圈
602 24脉冲LIT的磁性部分中的中心抽头
802 处理块“信号产生和电网同步”
804 处理块“伪代码实现”
902 指示切换事件的线路(时间点)
912 模拟电压图q11、q21、q31
922 对应于图912的开关图
1002 电网电压图(相到接地)
1004 逆变器操作时的转换器输入电流iNi的图
1006 模拟一个桥的基波AC输入电压与该桥的一个支路的AC 输入电压的信号qj1的图
1008 18脉冲LIT转换器的切换信号的图。
1402 反并联晶闸管
1404 反并联开关“A”
1502 处理块“信号产生和电网同步”
1504 处理块“伪代码实现”
1602 带电网电压(电位到接地)uNi的图
1604 带信号qjk的图
1606 带切换信号的图
1702 带电网电压(电位到接地)uNi的图
1704 带信号qjk的图
1708 带开关S的切换信号的图
1708 带开关A的切换信号的图

Claims (16)

1.一种多脉冲线路相间变压器转换器(300)，包括磁性部分(302)和电气部分(304)，
其中所述磁性部分(302)包括磁性部件，所述磁性部件被配置为被连接到三相AC电网(320)，并且所述电气部分(304)包括多相电压系统，所述多相电压系统被配置为被连接到公共DC电容器(416)；
其中所述磁性部分(302)被配置为将每个AC电网相(414)n次分成两个相，从而在内部接口(324)处产生多个中间相(432)，每个中间相(432)对应于所述多脉冲线路相间变压器转换器(300)的脉冲线路(432)；
其中所述中间相(432)被连接到所述多相电压系统(300)；并且
其中所述多相电压系统包括带有有源控制开关(402)的桥(406)；以及
其中所述桥(406)与所述公共DC电容器(416)并联连接。
2.根据权利要求1所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述电气部分(302)包括器件(404，1402，1404)，所述器件(404，1402，1404)与所述开关(402)并联连接，从而与所述开关(402)反并联传导电流。
3.根据权利要求1或2所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述开关(402)是晶闸管或晶体管。
4.根据前述权利要求中任一项所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述多脉冲线路相间变压器转换器(300)包括具有信号处理单元(310)的控制单元(306)，所述信号处理单元(310)被配置为模拟所述电气部分(304)，并且向控制器(312)提供模拟中间相信号，以用于控制所述开关(402)，其中所述模拟中间相信号是具有预先计算的相角的正弦信号。
5.根据权利要求4所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述控制单元(306)还包括控制器(312)，所述控制器(312)被配置为基于所述模拟AC输入电压和预定义电压范围的比较来控制所述开关(402)。
6.根据权利要求4或5所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述模拟基于对所述三相AC电网连接处的电压的测量。
7.根据权利要求5或6所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述桥被布置在桥装置(408，410，412)中，每个桥装置(408，410，412)包括三个桥(406)，其中每个桥(406)被连接到所述三个AC电网相(414)的对应拆分的中间相(432)，其中所述中间相(432)被连接在两个开关(402)之间的中心点处，所述中心点为桥支路；
其中所述控制器(312)被配置为基于所述比较来生成控制信号，使得
每个桥(406)的上部有源开关STop处于接通状态，只要所述上部有源开关STop的桥支路的相关模拟信号高于其他两个相支路的模拟信号即可，并且当所述上部有源开关STop的桥支路的相关模拟信号变得低于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，所述上部有源开关STop主动切换到关断状态；
每个桥(406)的每个下部有源开关SBot处于接通状态，只要所述下部有源开关SBot的桥支路的相关模拟信号低于其他两个相支路的模拟信号即可，并且当所述下部有源开关SBot的桥支路的相关模拟信号变得高于其他两个相支路的两个模拟信号中的一个模拟信号时，所述下部有源开关主动切换到关断状态。
8.根据权利要求7所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述控制器(312)或所述信号处理单元(310)被配置为计算附加角，并且将所述附加角添加到所述模拟信号的所预先计算的相角中的一个相角。
9.根据权利要求8所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述控制器(312)或所述信号处理单元(314)被配置为基于测量AC电网侧上的输入电流、并且使用所述输入电流的低次谐波幅度来计算与所述附加角有贡献的角。
10.根据权利要求8或9所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述控制器(312)或所述信号处理单元(310)被配置为计算对补偿杂散电感和/或其他寄生参数的所述附加角有贡献的角和/或被配置为控制无功功率。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述附加角是针对所有模拟信号计算，并且被添加到所有模拟信号的公共角；或者所述附加角针对所述模拟信号中的每个模拟信号单独计算，并且被添加到所述模拟信号中的每个模拟信号。
12.根据前述权利要求中任一项所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述线路相间变压器(300)包括与所述开关(402)反并联连接的晶闸管(1402)或可控开关(1404)。
13.根据权利要求12所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述电气部分(304)被配置为使得，
在逆变器操作中，当每个上部反并联晶闸管AH的桥支路的相关模拟信号以上升斜率跨过-0.5-D时，并且当每个上部反并联晶闸管AH的桥支路的相关模拟信号以下降斜率跨越-x+D时，每个上部反并联晶闸管AH被触发，其中x被定义为x＝abs(sin(π/6-2*π/pn))，其中pn是所述转换器的脉冲数目，并且其中D是在换向期间提供续流的经归一化信号的百分之几范围内的正值；以及
在整流器操作中，每个上部反并联晶闸管AH以每个上部反并联晶闸管AH的桥支路的相关模拟信号的上升斜率在过零点处被触发，并且每个下部晶闸管AL以每个下部晶闸管AL的桥支路的相关模拟信号的下降斜率在过零点处被触发。
14.根据前述权利要求中任一项所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)，其中所述线路相间变压器(300)是6、12、18、24或48脉冲线路相间变压器。
15.一种控制单元(306)，包括用于根据前述权利要求中任一项所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)的信号处理器(310)和控制器(312)。
16.根据权利要求1至14所述的多脉冲线路相间变压器转换器(300)在BESS(电池储能系统)、驱动前端(也是风能)、PV太阳能、MVDC传输、燃料电池接口、或EV充电和数据中心中的用途。
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