CN115622405A - 一种双向dc-dc变换器、变换器组及电源装置 - Google Patents

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CN115622405A CN202211589301.3A CN202211589301A CN115622405A CN 115622405 A CN115622405 A CN 115622405A CN 202211589301 A CN202211589301 A CN 202211589301A CN 115622405 A CN115622405 A CN 115622405A
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Abstract

本申请公开了一种双向DC‑DC变换器、变换器组及电源装置，该双向DC‑DC变换器包括：第一滤波电路，第一滤波电路并联连接第一电源；第一分压电路，第一分压电路并联连接第二电源，第一分压电路包括多个串联的第二滤波电路；第一开关桥臂，第一开关桥臂和第一分压电路并联；第一耦合电感，第一耦合电感包括第一原边绕组和第一副边绕组，第一原边绕组的同名端连接第一电源的正极，第一副边绕组的同名端和第一分压电路的分压节点连接，第一原边绕组的异名端、第一副边绕组的异名端和第一开关桥臂的中点连接。该双向DC‑DC变换器能够实现零电压软开关工作，从而可以提高转换效率和降低开关损耗，并降低低压侧的电流纹波。

Description

一种双向DC-DC变换器、变换器组及电源装置
技术领域
本申请属于电力电子技术领域，尤其涉及一种双向DC-DC变换器、变换器组及电源装置。
背景技术
传统的非隔离双向DC-DC变换器一般采用Buck-Boost电路拓扑，包括两个开关器件（比如开关器件K1和开关器件K2）、两个电容（比如电容C1和电容C2）和一个电感（比如电感L0），其电路结构如图1所示。
该非隔离双向DC-DC变换器的开关器件始终工作在硬开关状态，导致开关损耗较大和转换效率较低，并且低压侧（电源V1侧）的电流纹波较大。
在实际的开关电路中，NMOS（N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体）管、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）管等开关器件并非理想开关器件，其开通和关断状态之间还存在中间的过渡状态。在理想开关状态下，开关器件的端电压为零或流过开关器件的电流为零，而在过渡状态下，该端电压和电流均不为零，两者出现交叠，因此会产生开关损耗，而电压和电流变化速度很快，波形会产生明显过冲，从而产生开关噪声，这种开关过程被称为硬开关状态。反之，在开关器件开通或关断过程中，开关器件的端电压和流过开关器件的电流没有交叠，这种开关过程被称为软开关状态。
发明内容
本申请提供了一种双向DC-DC变换器、变换器组及电源装置，旨在解决传统的非隔离双向DC-DC变换器存在的开关损耗较大、转换效率较低以及低压侧的电流纹波较大的问题。
本申请实施例的第一方面提供了一种双向DC-DC变换器，包括：
第一滤波电路，第一滤波电路配置为并联连接第一电源；
第一分压电路，第一分压电路配置为并联连接第二电源，第一分压电路包括多个串联的第二滤波电路；
第一开关桥臂，第一开关桥臂和第一分压电路并联；
第一耦合电感，第一耦合电感包括第一原边绕组和第一副边绕组，第一原边绕组的同名端配置为连接第一电源的正极，第一副边绕组的同名端和第一分压电路的分压节点连接，第一原边绕组的异名端、第一副边绕组的异名端和第一开关桥臂的中点连接。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器还包括：
第三滤波电路，第三滤波电路配置为串联连接第一电源的正极和第二电源的正极。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器还包括：
第四滤波电路，第四滤波电路配置为并联连接第二电源。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器还包括：
第一电感，第一电感的第一端和第一副边绕组的同名端连接，第一电感的第二端和第一分压电路的分压节点连接。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器包括多个第一分压电路、多个第一开关桥臂和多个第一耦合电感；
多个第一分压电路和多个第一开关桥臂并联连接，多个第一耦合电感的第一原边绕组的同名端分别和第一电源的正极连接，多个第一耦合电感的第一原边绕组的异名端分别和多个第一开关桥臂的中点连接，多个第一耦合电感的第一副边绕组的同名端分别和多个第一分压电路的分压节点连接。
作为第一方面的一种可选实施方式，第一开关桥臂包括第一子开关桥臂和第二子开关桥臂，双向DC-DC变换器还包括第五滤波电路；
第一子开关桥臂的第一端和第一分压电路的第一端连接，第一子开关桥臂的第二端、第二子开关桥臂的第一端和第一原边绕组的异名端连接，第二子开关桥臂的第二端和第一分压电路的第二端连接；
第一子开关桥臂的中点和第五滤波电路的第一端连接，第二子开关桥臂的中点和第五滤波电路的第二端连接。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器还包括：
第二分压电路，第二分压电路的第一端和第一分压电路的第二端连接，第二分压电路的第二端和第二电源的负极连接，第一分压电路的第一端和第二电源的正极连接，第二分压电路包括多个串联的第六滤波电路；
第二开关桥臂，第二开关桥臂的第一端和第一开关桥臂的第二端连接，第二开关桥臂的第二端和第二分压电路的第二端连接，第一开关桥臂的第一端和第一分压电路的第一端连接；
第二耦合电感，第二耦合电感包括第二原边绕组和第二副边绕组，第二原边绕组的同名端和第一电源的负极连接，第二副边绕组的同名端和第二分压电路的分压节点连接，第二原边绕组的异名端、第二副边绕组的异名端和第二开关桥臂的中点连接。
作为第一方面的一种可选实施方式，双向DC-DC变换器还包括：
与第一开关桥臂连接的控制电路，控制电路配置为基于第一滤波电路两端的电压、第一分压电路两端的电压和第一原边绕组的电流，或者基于第一滤波电路两端的电压、第一分压电路两端的电压和第一副边绕组的电流，控制第一开关桥臂工作在软开关状态。
本申请实施例的第二方面提供了一种变换器组，包括多个上述第一方面提供的双向DC-DC变换器，多个双向DC-DC变换器连接的第一电源之间串联连接，多个双向DC-DC变换器连接的第二电源之间串联连接。
本申请实施例的第三方面提供了一种电源装置，包括上述第一方面提供的双向DC-DC变换器，或者包括上述第二方面提供的变换器组。
本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：
本发明实施例提供的双向DC-DC变换器，通过第一分压电路中的多个第二滤波电路，可以使得第一开关桥臂中的开关器件工作在软开关状态，利用第一耦合电感的漏感和第一开关桥臂中的开关器件两端的寄生电容之间的谐振，可以降低低压侧（第一电源侧）的电流纹波，从而解决传统的非隔离双向DC-DC变换器存在的开关损耗较大、转换效率较低以及低压侧的电流纹波较大的问题。
附图说明
图1为传统的非隔离双向DC-DC变换器的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第一种结构示意图；
图3为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第二种结构示意图；
图4为图3所示实施例在Boost模式下的主要工作波形；
图5为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第三种结构示意图；
图6为图3所示实施例在Buck模式下的主要工作波形；
图7为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第四种结构示意图；
图8为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第五种结构示意图；
图9为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第六种结构示意图；
图10为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第七种结构示意图；
图11为本申请实施例提供的双向DC-DC变换器的第八种结构示意图；
图12为本申请实施例提供的变换器组的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
双向DC-DC变换器是实现直流电能双向流动的装置，具备升降压双向变换功能，可以采用Buck-Boost电路拓扑实现。作为一种示例，其电路结构如图1所示。
图1所示的双向DC-DC变换器包括低压侧电源V1、低压侧滤波电容C1、储能电感L0、高压侧电源V2、高压侧滤波电容C2、NMOS管K1、体二极管DK1、NMOS管K2及体二极管DK2。
当能量从低压侧滤波电容C1流向高压侧滤波电容C2时，双向DC-DC变换器工作在Boost模式下，即升压模式下。
当能量从高压侧滤波电容C2流向低压侧滤波电容C1时，双向DC-DC变换器工作在Buck模式下，即降压模式下。
但是，在Boost模式或者Buck模式下，NMOS管K1和NMOS管K2始终工作在硬开关状态，导致开关损耗较大和转换效率较低，并且低压侧（低压电源V1侧）的电流纹波较大。
有鉴于此，本申请实施例提供了一种双向DC-DC变换器、变换器组及电源装置，可以使得开关器件工作在软开关状态，以降低开关损耗和提高转换效率，并且降低低压侧的电流纹波。
为了说明本申请所述的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。
图2示出了本申请一实施例提供的双向DC-DC变换器的第一种结构示意图，该双向DC-DC变换器包括第一电容CL、第一分压电路10、第一开关桥臂20和第一耦合电感L1。
第一电容CL的第一端配置为连接第一电源VL的正极，第一电容CL的第二端配置为连接第一电源VL的负极。需要说明的是，第一电容CL的作用是滤波，因此第一电容CL可以采用其他的滤波电路代替。
第一分压电路10的第一端配置为连接第二电源VH的正极，第一分压电路10的第二端配置为连接第二电源VH的负极。
第一开关桥臂20的第一端和第一分压电路10的第一端连接，第一开关桥臂20的第二端和第一分压电路10的第二端连接。
第一耦合电感L1包括第一原边绕组L1p和第一副边绕组L1s。第一原边绕组L1p的同名端和第一电容CL的第一端连接，第一副边绕组L1s的同名端和第一分压电路10的分压节点连接，第一原边绕组L1p的异名端、第一副边绕组L1s的异名端和第一开关桥臂20的中点连接。
作为一种示例，第一分压电路10是由滤波电路构成的分压电路，即包括多个串联的滤波电路，可以起到分压作用。本实施例对第一分压电路10的结构不做具体限定，技术人员可以根据需要进行选择。例如，第一分压电路10包括串联的电容CH1和电容CH2。
第一开关桥臂20是由开关器件组成的，可用于控制能量的流向。本实施例对第一开关桥臂20中的开关器件不做具体限定，技术人员可以根据需要进行选择，例如选择为全控型功率半导体器件。作为一种示例，第一开关桥臂20中的开关器件可以选择为MOS管、IGBT管等。
当能量从第一电容CL流向第一分压电路10时，双向DC-DC变换器工作在Boost模式下，实现升压功能。
在Boost模式下，第一电源VL的电压经过第一电容CL滤波，并经过第一耦合电感L1的第一原边绕组L1p后，提供给第一开关桥臂20，接着电压通过第一开关桥臂20的中点经过第一副边绕组L1s后，进入第一分压电路10的分压节点。第一开关桥臂20的第一端连接第一分压电路10的第一端，第一开关桥臂20的第二端接地，第一开关桥臂20内的开关器件以预设的频率开关工作，最终提供稳定直流电压或电流给第二电源VH。
反之，当能量从第一分压电路10流向第一电容CL时，双向DC-DC变换器工作在Buck模式下，实现降压功能。
需要说明的是，本实施例提供的双向DC-DC变换器，通过第一分压电路10中的多个滤波电路，可以使得第一开关桥臂20中的开关器件工作在软开关状态，利用第一耦合电感L1的漏感和第一开关桥臂20中的开关器件两端的寄生电容之间的谐振，可以降低低压侧的电流纹波，即降低第一电源VL侧的电流纹波，从而解决传统的非隔离双向DC-DC变换器存在的开关损耗较大、转换效率较低以及低压侧的电流纹波较大的问题。
需要说明的是，本实施例对如何控制第一开关桥臂20不做具体限定，技术人员可以根据需要选择相应的控制方式，使得第一开关桥臂20工作在软开关状态，降低开关损耗和提高转换效率，并且降低第一电源VL侧的电流纹波。
如图3所示，在本申请的另一实施例中，公开了一种双向DC-DC变换器的第二种结构示意图。该双向DC-DC变换器还包括与第一开关桥臂20连接的控制电路30，控制电路30配置为基于第一电容CL两端的电压、第一分压电路10两端的电压和第一原边绕组L1p的电流I1，或者基于第一电容CL两端的电压、第一分压电路10两端的电压和第一副边绕组L1s的电流，控制第一开关桥臂20工作在软开关状态。
作为本实施例的一种可选实施方式，第一开关桥臂20包括NMOS管Q1和NMOS管Q2，第一分压电路10包括电容CH1和电容CH2。其中，NMOS管Q1还包括体二极管DQ1，NMOS管Q2还包括体二极管DQ2。
电容CH1的第一端和第二电源VH的正极连接，电容CH1的第二端和电容CH2的第一端连接，且它们的连接节点为第一分压电路10的分压节点，电容CH2的第二端和第二电源VH的负极连接。
NMOS管Q1的漏极和电容CH1的第一端连接，NMOS管Q1的源极和NMOS管Q2的漏极连接，且它们的连接节点作为第一开关桥臂20的中点，NMOS管Q2的源极和电容CH2的第二端连接。
控制电路30连接NMOS管Q1的栅极和NMOS管Q2的栅极，用于控制NMOS管Q1和NMOS管Q2的通断。
需要说明的是，控制电路30可使用分立电子元器件搭建，也可以使用集成电路搭建，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机（MCU）、数字信号处理器（DSP）或可编程逻辑器件（FPGA/CPLD）等。图2所示的双向DC-DC变换器可采用分立器件方式或者集成方式实现，也可以和控制电路30集成在一起而构成大规模混合集成电路，该集成设计可以减少整体的体积。
作为本实施例的一种可选实施方式，控制电路30包括用于采集低压侧电压的第一采样电路、采集高压侧电压的第二采样电路、采集低压侧电流（即第一原边绕组L1p的电流I1）的第三采样电路、第一电压误差放大器U1、第二电压误差放大器U3、第一电流误差放大器U2、第二电流误差放大器U4、选通单元U5、逻辑运算与发波单元U6以及驱动单元U7。
作为一种示例，第一采样电路包括串联的第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1和第二电阻R2的连接节点连接第一电压误差放大器U1的负输入端，第一电压误差放大器U1的正输入端连接有第一电压参考信号Vr1。第一电压误差放大器U1的输出端连接第一电流误差放大器U2的正输入端，并作为第一电流误差放大器U2的电流参考信号。
作为一种示例，第二采样电路包括串联的第三电阻R3和第四电阻R4，第三电阻R3和第四电阻R4的连接节点连接第二电压误差放大器U3的负输入端，第二电压误差放大器U3的正输入端连接有第二电压参考信号Vr2。第二电压误差放大器U3的输出端连接第二电流误差放大器U4的正输入端，并作为第二电流误差放大器U4的电流参考信号。
作为一种示例，第三采样电路可以采用电流互感器实现。第三采样电路采集的低压侧电流接入连接第一电流误差放大器U2的负输入端和第二电流误差放大器U4的负输入端。需要说明的是，本实施例也可以采集高压侧电流代替低压侧电流。
作为一种示例，第一电流误差放大器U2的输出端和第二电流误差放大器U4的输出端分别连接选通单元U5，选通单元U5可以根据第一电流误差放大器U2的输出和第二电流误差放大器U4的输出，选择双向DC-DC变换器工作在Boost模式或者Buck模式。
作为一种示例，选通单元U5还连接逻辑运算与发波单元U6，逻辑运算与发波单元U6根据选通单元U5选择的Boost模式或者Buck模式，产生脉冲信号。逻辑运算与发波单元U6连接驱动单元U7，驱动单元U7根据脉冲信号输出用于控制NMOS管Q1和NMOS管Q2通断的驱动信号。第一电源VL的电压在经过NMOS管Q1和NMOS管Q2的开关功率变换后，可以产生高频方波并经第一分压电路10滤波后提供给第二电源VH。
作为一种示例，第二电压误差放大器U3的负输入端可以采集高压侧电压，并通过相应电压外环比例积分补偿设计，以调整高压侧电压并实现稳压。
作为一种示例，第二电流误差放大器U4的负输入端可以采集低压侧电流，并通过相应电流内环比例积分补偿设计，可以使双向DC-DC变换器工作于电流控制模式，从而提高动态响应性能。
需要说明的是，第一电压误差放大器U1、第二电压误差放大器U3、第一电流误差放大器U2和第二电流误差放大器U4均可以采用二阶或多阶比例积分补偿或其它智能控制方式。
在Boost模式下，NMOS管Q2工作于PWM（Pulse width modulation，脉冲宽度调制）方式，NMOS管Q1工作于同步整流方式，且NMOS管Q1在其体二极管DQ1导通稍后再开通，这样NMOS管Q1能够实现零电压开通（Zero Voltage Switch，ZVS）软开关工作。
作为一种示例，图4为双向DC-DC变换器工作在Boost模式下的主要工作波形。图4中，从上至下分别为NMOS管Q1的栅极驱动信号Vgs1，NMOS管Q2的栅极驱动信号Vgs2，第一原边绕组L1p两端的电压Vp、且其同名端为正，流过第一原边绕组L1p中激磁电感Lm的电流im，副边等效漏感Lr两端的电压Vr和流过其的电流ir、且方向为图4中的左侧为正、右侧为负，以及流过NMOS管Q1的电流iQ1和流过NMOS管Q2的电流iQ2、且正方向为从漏极流向源极。
在t1~t2时间段，NMOS管Q1和NMOS管Q2均关断，电流im放电至正方向电流最小值，电流ir达到正方向电流最大值，副边等效漏感Lr和NMOS管Q1、NMOS管Q2的两端寄生电容开始谐振，电流iQ1为正方向电流并给其两端寄生电容充电至最大值，电流iQ2为负方向电流并给其两端寄生电容放电且体二极管DQ2导通，从而为NMOS管Q2实现ZVS软开关工作创造条件。
在t2~t3时间段，NMOS管Q1仍然关断，而NMOS管Q2实现ZVS软开关工作，电压Vp为正，使得电流im线性增大，对激磁电感Lm储能充电。当选择适当的原副边匝比（第一原边绕组L1p的线圈匝数与第一副边绕组L1s的线圈匝数之比）时，可以使得电压Vr为负，使得电流ir线性减小，此时电流iQ1等于0，电流iQ2线性上升。需要说明的是，上述过程中是由第一耦合电感L1的漏感等效得到谐振电感。应理解，第一耦合电感L1的漏感也可以等效至副边，这样电容CH1本身可起到吸收尖峰电压的效果，以抑制振荡。
在实际应用中，在NMOS管Q2关断瞬间，其两端电压振荡较大。为此，可以在NMOS管Q1的漏极和第一电容CL的第一端之间串联第二电容Cc1，如图5所示，以吸引其尖峰电压并抑制振荡，所吸收的能量可以泄放至电容CH1。其中，第二电容Cc1还可以称为钳位电容。需要说明的是，第二电容Cc1可以由其他的滤波电路代替。
基于上述描述，根据伏秒平衡原理，可以得到电压增益等于1/(1-D1)，其中，D1为NMOS管Q2的PWM调制占空比。
可选地，第一电源VL通常接有电容或电池。通过上述工作原理的分析可以发现，双向DC-DC变换器由于第一耦合电感L1的第一副边绕组L1s的作用，可以较容易实现低压侧电流零开关纹波的效果，其实现条件为：Lr=n(1-n)Lm，其中第一耦合电感L1的原副边匝比等于1：n。应理解，零纹波或低纹波可以降低其电压纹波，从而可以延长低压侧电池或电容的工作寿命。
在Buck模式下，NMOS管Q1工作于PWM方式，NMOS管Q2工作于同步整流方式，NMOS管Q2在其体二极管DQ2导通稍后再开通，这样NMOS管Q2能够实现ZVS软开关工作。
作为一种示例，图6为双向DC-DC变换器工作在Buck模式下的主要工作波形。
由于双向DC-DC变换器在Buck模式下的工作原理与其Boost模式相似，因此不再赘述。应理解，虽然NMOS管Q1关断瞬间两端电压振荡较大，但仍然可以通过第二电容Cc1吸引其尖峰电压并抑制振荡，所吸收的能量可以泄放至电容CH1。在Buck模式下，其电压增益为D2。其中，D2为NMOS管Q1的PWM调制占空比。
需要说明的是，Buck模式下仍然能够实现低压侧零开关纹波或低纹波的效果，从而可以延长低压侧电池或滤波电容的工作寿命。
如图7所示，在本申请的另一实施例中，双向DC-DC变换器还包括第三电容CH3，第三电容CH3的第一端和第一分压电路10的第一端连接，第三电容CH3的第二端和第一分压电路10的第二端连接。
在本实施例中，第三电容CH3和第一分压电路10并联，可以增加高压侧的等效电容量。需要说明的是，第三电容CH3可以由其他的滤波电路代替。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
如图8所示，在本申请的另一实施例中，双向DC-DC变换器还包括第一电感Lr1，第一电感Lr1的第一端和第一副边绕组L1s的同名端连接，第一电感Lr1的第二端和第一分压电路10的分压节点连接。
相比于图2、图3、图5和图7所示实施例，第一电感Lr1为外置式。本实施例可以灵活调整第一电感Lr1的电感量，以便实现ZVS软开关工作，且制造更加方便。需要说明的是，即使增加了外置式的第一电感Lr1，但第一耦合电感L1也含有漏感，二者可以共同起作用。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
如图9所示，在本申请的另一实施例中，双向DC-DC变换器包括多个第一分压电路10、多个第一开关桥臂20和多个第一耦合电感L1，从而扩展为多相交错并联变换器。
多个第一分压电路10和多个第一开关桥臂20并联连接，多个第一耦合电感L1的第一原边绕组L1p的同名端分别和第一电容CL的第一端连接，多个第一耦合电感L1的第一原边绕组L1p的异名端分别和多个第一开关桥臂20的中点连接，多个第一耦合电感L1的第一副边绕组L1s的同名端分别和多个第一分压电路10的分压节点连接。
需要说明的是，在多相交错工作时，仅需把增加的相应开关器件工作于移相360度/N的控制方式，其中N为交错并联的相数。作为一种示例，图9所示的双向DC-DC变换器包括两相。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
如图10所示，在本申请的另一实施例中，双向DC-DC变换器还可以扩展至多电平变换器。
作为一种示例，第一开关桥臂包括第一子开关桥臂和第二子开关桥臂，第一子开关桥臂包括NMOS管Q1和NMOS管Q2，第二子开关桥臂包括NMOS管Q3和NMOS管Q4。双向DC-DC变换器还包括第四电容CF，第四电容CF也可以称为飞跨电容。
第一子开关桥臂的第一端和第一分压电路10的第一端连接，第一子开关桥臂的第二端和第二子开关桥臂的第一端连接，第二子开关桥臂的第二端和第一分压电路10的第二端连接。第一子开关桥臂的中点和第四电容CF的第一端连接，第二子开关桥臂的中点和第四电容CF的第二端连接。
需要说明的是，第四电容CF可以由其他的滤波电路代替。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
如图11所示，在本申请的另一实施例中，双向DC-DC变换器还可以扩展至模块化多电平变换器。
作为一种示例，双向DC-DC变换器还包括第二分压电路、第二开关桥臂和第二耦合电感L2。第二分压电路包括多个串联的滤波电路。
第二分压电路的第一端和第一分压电路10的第二端连接，第二分压电路的第二端连接第二电源VH的负极，第一分压电路10的第一端和第二电源VH的正极连接。作为一种示例，第二分压电路包括串联的电容CH4和电容CH5。
第二开关桥臂的第一端和第一开关桥臂20的第二端连接，第二开关桥臂的第二端和第二分压电路的第二端连接，第一开关桥臂20的第一端和第一分压电路10的第一端连接。作为一种示例，第二开关桥臂包括NMOS管Q5和NMOS管Q6。
第二耦合电感L2包括第二原边绕组L2p和第二副边绕组L2s，第二原边绕组L2p的同名端和第一电容CL的第二端连接，第二副边绕组L2s的同名端和第二分压电路的分压节点连接，第二原边绕组L2p的异名端、第二副边绕组L2s的异名端和第二开关桥臂的中点连接。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
作为本实施例的一种可选实施方式，该双向DC-DC变换器还包括用于吸收尖峰电压的第五电容Cc2，第五电容Cc2的第一端和第一电容CL的第二端连接，第五电容Cc2的第二端和第二开关桥臂的第二端连接。需要说明的是，第五电容Cc2可以由其他的滤波电路代替。
需要说明的是，双向DC-DC变换器还可以扩展至串联形式工作。
如图12所示，在本申请的另一实施例中，还提供了一种变换器组，该变换器组包括多个上述任一实施例提供的双向DC-DC变换器。
多个双向DC-DC变换器连接的第一电源VL之间串联连接，多个双向DC-DC变换器连接的第二电源VH之间串联连接。串联形式工作的变换器组可以达到更高功率等级或更高电压等级。
作为一种示例，图12示出了2个双向DC-DC变换器的串联形式。
本实施例提供的双向DC-DC变换器，同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
在本申请的另一实施例中，还提供了一种电源装置，该电源装置包括上述任一实施例提供的双向DC-DC变换器或者变换器组。
本实施例提供的电源装置同样具备上述有益效果，即降低开关损耗、提高转换效率以及降低低压侧的电流纹波。
作为一种示例，电源装置可应用于电池化成、回馈老化、车载电源，以及便携式、家用与商用储能电源等。
作为一种示例，电源装置可以包括电池或者其他直流电源，电池或者其他直流电源输出的电压可以从第一电源VL输入以进行升压，在第二电源VH处输出升压后的电压；或者电池或者其他直流电源输出的电压可以从第二电源VH输入以进行降压，在第一电源VL处输出降压后的电压。
综上所述，本申请实施例提供的双向DC-DC变换器、变换器组及电源装置，其开关器件能够实现ZVS软开关工作，可以提高转换效率和降低开关损耗；双向DC-DC变换器还可以工作在更高开关频率下，而无需额外增加较多元器件，从而减小体积，并降低成本；双向DC-DC变换器还可以消除或者降低低压侧的电流纹波，从而延长低压侧电池或电容的工作寿命；双向DC-DC变换器还可以以交错并联、串联或者多电平的方式工作，从而达到更高功率等级或更高电压等级；双向DC-DC变换器既可采用分立器件方式或者集成方式实现，也可和控制电路30集成在一起而构成大规模混合集成电路，从而进一步减小电源装置的体积。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双向DC-DC变换器，其特征在于，包括：
第一滤波电路，所述第一滤波电路配置为并联连接第一电源；
第一分压电路，所述第一分压电路配置为并联连接第二电源，所述第一分压电路包括多个串联的第二滤波电路；
第一开关桥臂，所述第一开关桥臂和所述第一分压电路并联；
第一耦合电感，所述第一耦合电感包括第一原边绕组和第一副边绕组，所述第一原边绕组的同名端配置为连接所述第一电源的正极，所述第一副边绕组的同名端和所述第一分压电路的分压节点连接，所述第一原边绕组的异名端、所述第一副边绕组的异名端和所述第一开关桥臂的中点连接。
2.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括：
第三滤波电路，所述第三滤波电路配置为串联连接所述第一电源的正极和所述第二电源的正极。
3.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括：
第四滤波电路，所述第四滤波电路配置为并联连接所述第二电源。
4.根据权利要求1至3任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括：
第一电感，所述第一电感的第一端和所述第一副边绕组的同名端连接，所述第一电感的第二端和所述第一分压电路的分压节点连接。
5.根据权利要求1至3任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器包括多个所述第一分压电路、多个所述第一开关桥臂和多个所述第一耦合电感；
多个所述第一分压电路和多个所述第一开关桥臂并联连接，多个所述第一耦合电感的所述第一原边绕组的同名端分别和所述第一电源的正极连接，多个所述第一耦合电感的所述第一原边绕组的异名端分别和多个所述第一开关桥臂的中点连接，多个所述第一耦合电感的所述第一副边绕组的同名端分别和多个所述第一分压电路的分压节点连接。
6.根据权利要求1至3任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关桥臂包括第一子开关桥臂和第二子开关桥臂，所述双向DC-DC变换器还包括第五滤波电路；
所述第一子开关桥臂的第一端和所述第一分压电路的第一端连接，所述第一子开关桥臂的第二端、所述第二子开关桥臂的第一端和所述第一原边绕组的异名端连接，所述第二子开关桥臂的第二端和所述第一分压电路的第二端连接；
所述第一子开关桥臂的中点和所述第五滤波电路的第一端连接，所述第二子开关桥臂的中点和所述第五滤波电路的第二端连接。
7.根据权利要求1至3任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括：
第二分压电路，所述第二分压电路的第一端和所述第一分压电路的第二端连接，所述第二分压电路的第二端和所述第二电源的负极连接，所述第一分压电路的第一端和所述第二电源的正极连接，所述第二分压电路包括多个串联的第六滤波电路；
第二开关桥臂，所述第二开关桥臂的第一端和所述第一开关桥臂的第二端连接，所述第二开关桥臂的第二端和所述第二分压电路的第二端连接，所述第一开关桥臂的第一端和所述第一分压电路的第一端连接；
第二耦合电感，所述第二耦合电感包括第二原边绕组和第二副边绕组，所述第二原边绕组的同名端和所述第一电源的负极连接，所述第二副边绕组的同名端和所述第二分压电路的分压节点连接，所述第二原边绕组的异名端、所述第二副边绕组的异名端和所述第二开关桥臂的中点连接。
8.根据权利要求1至3任一项所述的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述双向DC-DC变换器还包括：
与所述第一开关桥臂连接的控制电路，所述控制电路配置为基于所述第一滤波电路两端的电压、所述第一分压电路两端的电压和所述第一原边绕组的电流，或者基于所述第一滤波电路两端的电压、所述第一分压电路两端的电压和所述第一副边绕组的电流，控制所述第一开关桥臂工作在软开关状态。
9.一种变换器组，其特征在于，包括多个如权利要求1至8任一项所述的双向DC-DC变换器，多个所述双向DC-DC变换器连接的所述第一电源之间串联连接，多个所述双向DC-DC变换器连接的所述第二电源之间串联连接。
10.一种电源装置，其特征在于，包括权利要求1至8任一项所述的双向DC-DC变换器，或者包括权利要求9所述的变换器组。
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