CN115621727A - 一种s波段全向圆极化天线 - Google Patents

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吕嘉欣
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Abstract

本发明公开了一种S波段全向圆极化天线，其整体由上下两层环形辐射单元、耦合馈电装置和金属短路柱组成。其中的两层环形辐射单元呈“轮毂状”结构，能够实现水平极化的全向辐射。它们均是通过一分八功率分配器给八段弧形枝节等幅同相馈电，以保证环上电流均匀同向分布。耦合馈电装置包括馈电探针和圆盘加载两部分，其并没有和上层环形辐射单元功分器的中心直接相连，而是通过电容耦合馈电。在同轴探针的周围，沿圆周均匀排布着8个金属短路柱，它们一起可以激励垂直极化的全向辐射。

Description

一种S波段全向圆极化天线
技术领域
本发明设计天线设计技术领域，具体涉及一种S波段全向圆极化天线。
背景技术
在日常生活中，许多无线设备或系统都需要用全向天线来实现最大的信号覆盖，比如手机基站、WiFi路由器、车载通信和合成孔径成像雷达等。尤其是线极化的全向天线，由于其设计简单，得到了广泛的应用。但是近年来，圆极化的全向天线越来越受到重视。与线极化相比，圆极化的天线有许多的优点，比如在北斗等卫星导航与通信系统中，圆极化信号的传输不要求收发天线严格对准。在无线局域网、射频识别等短距离无线通信系统中，圆极化天线能够减少由于建筑物墙壁和其他散射体的多次反射造成的多径衰落。在SAR等雷达系统中，圆极化天线可以大大降低发射机和接收机之间的串扰，提高雷达的成像性能。
当前，主要有两种方法来实现全向圆极化的辐射。一种方法是将多个定向辐射天线单元组成圆形阵列，每个单元覆盖一定的方位角度，进而合成全向圆极化辐射。该方法的优点是通过组阵能够压缩俯仰面的波束宽度，提高增益，但缺点是尺寸往往较大，馈电网络的设计也较为困难。例如文献[5]中将八个圆极化微带贴片天线共形在圆柱形介质表面，实现了全向圆极化辐射。此设计使用的天线单元带宽有限，因此整个阵列的带宽也小于3％。并且由于共形在圆柱表面，所以结构复杂且剖面很高。
另一种方法是使用两种不同的结构同时激发具有90°相位差的垂直和水平极化波。垂直极化的辐射单元多采用单极振子，容性的寄生单元加载可以降低振子的高度；水平极化辐射单元常常用多个弧形枝节组成环形天线。比如文献[4]中设计的天线，介质基板的一侧是圆形贴片，另外一侧圆形接地面连接七个弧形枝节。通过金属短路柱将两侧连接，天线的带宽展宽到了19.3％，剖面高度仅为0.024λ0。但是由于剖面过低，天线方向图上翘，最大辐射方向在θ＝30°处。文献[5]继续对此结构做出改进，介质基板的上下两面都是带有6段弧形枝节的金属贴片，且通过金属短路柱相连。该天线有效带宽为19.6％，剖面高度为0.05λ0。结构上的对称性使方向图不再上翘，而且在俯仰面θ＝50°-130°的范围内轴比小于3dB。为了进一步展宽带宽，文献[6]利用粒子群算法优化设计宽带的非对称功率分配器和移相器给全向垂直极化和水平极化辐射器(radiators)馈电，其中垂直极化的辐射单元是两个正交放置的超宽带的环形印刷单极子，水平极化辐射单元包括四个宽带的平面印刷偶极子。该天线的有效带宽达到了53.4％，但剖面高度达0.5λ0，且结构设计非常复杂。由此可以看出，上述两种全向圆极化天线设计方法存在尺寸过大或结构设计复杂的问题。
发明内容
针对上述存在的问题，本发明提供一种S波段全向圆极化天线。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，包括：
上下两层介质基板；
两层环形辐射单元，包括印制于上层介质基板上的上层环形辐射单元以及印制于下层介质基板上的下层环形辐射单元；
耦合馈电装置，包括竖直设置的同轴探针以及加载于同轴探针顶部的容性圆盘，其通过电容耦合馈电；
若干个金属短路柱。
进一步地，所述上层的介质基板上设置有与金属短路柱一一对应的圆形焊盘，用于焊接所述金属短路柱。
进一步地，所述金属短路柱设置有8个，并沿圆周均匀排布。
进一步地，所述介质基板的相对介电常数εr为2.65、厚度Hs为1.5mm、损耗角正切tanδ＝0.002，且在其馈点处连接有SMA型同轴连接器。
进一步地，所述两层环形辐射单元为水平极化环形辐射单元，且所述上层环形辐射单元包括8段弧形分枝，每段弧形分枝的长度为λe/4，其中λe为介质基板上的信号波长，同时每段弧形分枝都通过一分八功率分配器进行等幅同相馈电，且相邻两段弧形分枝之间的间隙等效为电容加载，通过电容耦合馈电；所述下层环形辐射单元与所述同轴连接器的外导体相连。
进一步地，所述同轴探针和8个金属短路柱组成垂直极化的辐射单元，其中同轴探针由同轴连接器的内导体延伸形成，用于辐射垂直极化波。
进一步地，所述金属短路柱在圆周上的标定位置θ1为22°，每段弧形分枝对应的弧长θ2为38°，每段弧形分枝的宽度W1为3.8m，一分八功率分配器支路的宽度W2为0.25，一分八功率分配器中心圆盘的半径R1为15m，两层环形辐射单元印刷环的半径R2为32m，介质基板的半径R3为42m，金属短路柱半径R4为0.25，容性圆盘直径Dc为8.4m，同轴探针的高度Hc为13.5，两层环形辐射单元之间的间距Ha为15.1。
本方法与现有技术相比，具有以下有益效果：
本发明所设计的圆极化天线将现有技术中的单层介质基板改为双层，解决了水平面方向图上翘的问题；将同轴探针馈电改成了电容耦合馈电，展宽了天线的阻抗带宽；同时通过加载金属化短路柱大大改善了天线的轴比带宽和轴比波束宽度；并且设计出的天线最终尺寸仅为0.68λ0×0.68λ0×0.14λ0，兼顾了尺寸、带宽和波束宽度等特性，适用于无线通信、卫星导航等系统中。
附图说明
图1(a)-(d)为本发明所设计天线的基本结构；其中，图1(a)为天线的3D图，图1(b)为侧视图，图1(c)为天线的内部结构图，图1(d)为天线实物照片；
图2(a)-(b)为大环天线表面电流分布；图2(a)为完整的大环天线；图2(b)为分支大环天线；
图3(a)-(b)为天线上的电流分布；其中，图3(a)为水平方向的电流分布，图3(b)为垂直方向的电流分布；
图4(a)-(b)分别为电偶极子和磁偶极子的组合以及电场探头水平极化与垂直极化的电场分量的幅相差值；
图5为天线工作在2.4GHz时，ωt＝0°，90°，180°和270°时的电场分布；
图6(a)-(b)为印刷环的半径R2对天线轴比的影响；其中，图6(a)为俯仰角θ＝90°时，天线轴比小于3dB的频带范围，图6(b)为频率f＝2.4GHz时，天线在俯仰面内轴比小于3dB的角度范围；
图7(a)-(b)为金属短路柱半径R4对天线轴比的影响；其中，图7(a)为R4对天线轴比带宽的影响，图7(b)为R4对轴比波束宽度的影响；
图8为加载在馈电探针末端的金属圆盘对天线反射系数的影响；
图9为天线实测与仿真反射系数(|S11|)曲线的对比结果；
图10为天线在最大辐射方向上的增益与轴比的实测与仿真结果；
图11为曲线拟合后得到天线的轴比方向图；
图12(a)-(c)分别为2.2GHz、2.45GHz和2.7GHz下的天线实测的功率方向图；
其中：1-介质基板、2-环形辐射单元、3-耦合馈电装置、4-金属短路柱、5-圆形焊盘、21-弧形分枝、22-功率分配器。
具体实施方式
为了使本领域的普通技术人员能更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的描述。
设计全向圆极化天线，最被关心的技术指标有：(1)频带宽度，包括阻抗带宽和轴比带宽，二者的重叠部分即为该天线的有效带宽。通信系统中，更宽的带宽意味着实现更高数据速率，也意味着系统可以支持多个不同的无线标准。雷达系统中，距离分辨率也是和工作带宽成正比。(2)宽的轴比波束，即天线除了在方位面内具有全向圆极化特性外，其在俯仰面内也要在较宽的范围内轴比小于3dB。当前很多的设计只是在最大辐射附近能够辐射圆极化波。(3)小型化。在当前大多数的无线通信和卫星服务系统中，都要求天线尺寸要小，尤其是剖面高度要尽可能的低。
1、本发明设计天线的基本结构
针对上述指标，本发明所设计的天线基本结构如图1(a)-(d)所示，从图中可以看出，整个天线大体上由介质基板1、下两层结构的环形辐射单元2、耦合馈电装置3和金属短路柱4组成。两个环形辐射器呈“轮毂状”结构，可以实现水平极化的全向辐射。它们均是通过一分八功率分配器22给八段弧形分枝21等幅同相馈电，以保证环上电流均匀同向分布。耦合馈电装置3包括同轴探针和容性圆盘两部分，所述同轴探针具有两个作用：一是用于馈电，二是用于辐射垂直极化波；耦合馈电装置3并没有和上层环形辐射单元功分器的中心直接相连，而是通过电容耦合馈电。在同轴探针的周围，沿圆周均匀排布着8个金属短路柱，它们一起可以激励垂直极化的全向辐射。
文献[5]中在单层介质基板的两面印制了分枝状的环形辐射器，并且通过金属短路柱将两层环线辐射器连接起来，虽然其带宽特性和本发明所提的天线相差不多，且单层介质基板结构相对简单，但是本发明中采用两层介质基板，可以方便地改变两层环形单元之间的间距(Ha)，等效于调节垂直极化辐射单元的长度，可以有效地调节天线的轴比。文献[5]中并没有给出天线的轴比方向图，但其声称在俯仰面θ＝50°-130°的范围内轴比小于3dB。而本设计中由图11可知除了在θ＝0°和180°附近很小的范围外，天线的轴比均小于3dB，即本发明设计的全向圆极化天线相比于文献[5]的设计具有更宽的轴比波束。
此外，为了方便装配，所述介质基板1上还设计了便于焊接短路柱的圆形焊盘5本发明中天线和馈线均印制在相对介电常数为εr＝2.65、厚度为Hs＝1.5mm、损耗角正切tanδ＝0.002的介质基板1上，馈点处连接SMA型同轴连接器。
2、本发明天线的圆极化天线辐射机理分析
如前所述，为了产生全向圆极化的辐射，需要将水平极化与垂直极化的全向辐射单元以幅度相等、相位相差90°的方式进行组合。要激励水平极化的全向辐射，即要在水平面上形成均匀同向分布的环形电流，所以首选的辐射单元是环形天线。如果环的周长远小于波长，则称之为小环天线。虽然小环天线上电流分布均匀且同向，但其是其辐射电阻非常小，并且电抗很高导致难以进行匹配，辐射效率也很低。而如果环的周长远远大于波长，称之为大环天线。大环天线很好地弥补了小环天线的诸多缺点，但是其上会多次出现反向电流，无法形成所需的全向辐射。
本发明中的环形辐射单元2为水平极化环形辐射单元，其周长C约等于2λe，属于大环天线，其中λe为介质基板上的信号波长，其具体计算公式为：
Figure BDA0003857264670000061
其中，εr为相对介电常数，λ0为自由空间中信号的波长；
如图2(a)所示，对于C＝2λe的完整的大环天线，其上的电流分布会多次反向，且电流的幅度变化也比较剧烈。所以本发明对其进行改进，将整个环分为八个弧形分枝21单元，每一段都通过一分八功分器22进行等幅同相馈电，如图2(b)所示。从图2(b)中可以看出，每段弧形分枝21单元的长度约为λe/4，所有分支上的电流方向都相同。并且每段弧形分枝21之间的间隙可以等效为电容加载，使枝节上电流幅度变化更为均匀，进而实现了水平极化全向辐射。
由图1(a)和(b)可见，本发明天线中上层环形辐射单元通过电容耦合馈电，下层环形辐射单元和SMA型的同轴连接器外导体相连，因此，从结构上看上下弧形枝节的旋向是相反的。但仿真其上的电流分布，结果如图3(a)所示，可以看出上下环形辐射单元上的电流绕向是相同的。
垂直极化的辐射单元是由所述同轴连接器的内导体延伸而成的单极子天线，即为耦合馈电装置3中的同轴探针，以及8个沿圆周均匀分布的金属短路柱4组成，其中金属短路柱4作为寄生辐射单元。如图3(b)所示，在任意时刻单极子天线(同轴探针)和金属短路柱4上的电流同向，可以在方位面上全向的辐射垂直极化波。此外，单极子天线的顶端加载有容性圆盘，该容性圆盘相当于串联电容，8个金属短路柱4相当于串联电感，这可以有效地展宽天线带宽，降低天线的谐振频率，等效为降低了单极子的高度，即降低了天线的剖面。
将水平极化的环形辐射单元和垂直极化的单极子组合在一起，类似于图4(a)所示的电偶极子和磁偶极子的组合。现有技术中给出了电偶极子和磁偶极子远区电场的表达式：
Figure BDA0003857264670000071
式中，Idipole为和Iloop分别表示电偶极子和磁偶极子上的电流强度，l表示振子长度，a表示环的周长，R为源点与场点之间的距离，J1表示一阶贝塞尔函数；
由式(2)可知，电偶极子和磁偶极子的辐射电场“天然地”具有90°的相位差，要想获得圆极化辐射，只需要保证二者电场的幅度相等。根据电场表达式可以知道，调节l与a的大小即可使电场的幅度相等，从而优化轴比特性。
因此，在天线远区设置电场探头，仿真可得其水平极化与垂直极化的电场分量的幅相差值，结果如图4(b)所示。由图4(b)可见本发明的天线在2.2-2.8GHz的频带内垂直极化与水平极化电场幅度差|ΔE|不超过1dB，相位差
Figure BDA0003857264670000072
在80-100°之间，且随频率变化较为平缓，因此具有很好的轴比特性。
为进一步说明圆极化天线的工作机理，图5仿真了天线工作在2.4GHz时，ωt＝0°，90°，180°和270°时的电场分布。此时面对电磁波传播的方向(+x)观察，当ωt＝0°时，中间区域的电场主要沿着+z轴方向；当ωt＝90°时，电场主要沿着+y轴方向。随后当ωt＝180°和270°时，电场依次是-z和-y方向。显然该天线是左旋圆极化天线。
3、天线参数确定
如前所述，上下两层环形辐射单元2决定了天线水平极化的辐射特性，所以其尺寸会影响天线的轴比特性。图6仿真分析了印刷环的半径R2对天线轴比的影响，其中图6(a)所示为俯仰角θ＝90°时，天线轴比小于3dB的频带范围，即天线的轴比带宽。而图6(b)表示的是频率f＝2.4GHz时，天线在俯仰面内轴比小于3dB的角度范围，即天线的轴比波束宽度。可见当R2＝32mm时，天线的轴比带宽为2.2～3.1GHz，而且除了在θ＝0°和180°附近很小的范围内，天线几乎在整个俯仰面内轴比小于3dB。
类似的，金属短路柱4决定了垂直极化的辐射特性，其尺寸也会影响天线的轴比。图7为金属短路柱4的半径R4对天线轴比的影响，其中图7(a)为R4对天线轴比带宽的影响，可以看出，随着金属短路柱4半径的增大，天线的轴比带宽越来越宽。图7(b)为R4对轴比波束宽度的影响，不加金属短路柱4(R4＝0mm)时，天线的轴比波束宽度很窄。加载金属短路柱4后，随着金属短路柱4直径的增大，天线的轴比小于3dB的角度范围越来越大。
最后，仿真了加载在同轴探针末端的金属容性圆盘对天线反射系数的影响。如图8所示，随着圆盘直径Dc的增大，天线的谐振频率向低频偏移，且带宽越来越窄。这是因为圆盘越大，等效电容越大，天线的谐振频率越低，等效降低了天线的剖面高度。
根据以上仿真分析的结果，确定了天线的尺寸参数，天线的具体参数如表1所示。并且加工了天线的试验件，如图1(d)所示。
表1天线尺寸参数
Figure BDA0003857264670000091
参照图1可知，表中θ1用来标定金属短路柱的位置，θ2表示每一个弧形枝节对应的弧长，W1表示弧形枝节的宽度，W2表示表示功分器支路的宽度，R1表示功分器中心圆盘的半径，R2表示印刷环的半径，R3表示介质基板的半径，R4表示金属短路柱半径，Dc表示容性圆盘直径，Hc表示同轴探针的高度，Hs表示介质基板的厚度，Ha表示两层环形单元之间的间距。
4、带宽测试
图9为天线实测与仿真反射系数(|S11|)曲线的对比，从图中可以看出天线实测|S11|<-10dB的频率范围是2.15-2.75GHz，相对带宽为24.4％，且实测与仿真结果基本吻合。由于试验件由人工完成装配，上层环形辐射单元和馈电圆盘无法保持理想的平行状态，所以实测结果中天线的频带略有偏移，但带宽几乎没有受到影响。
图10表示天线在最大辐射方向上的增益与轴比的实测与仿真结果，其平均增益约为1dBi，且在2.2-2.7GHz频率范围内增益变化相对稳定，上下波动小于0.3dBi。在相同的频带范围内，天线的轴比均小于3dB，即轴比带宽与阻抗带宽相吻合。
为了对天线圆极化性能进行验证，在俯仰面内对θ角每间隔5°对采样测量天线不同频率时的轴比，进行曲线拟合后得到天线的轴比方向图，结果如图11所示。可见除了在θ＝0°和180°附近很小的范围外，天线的轴比均小于3dB，即本发明的全向圆极化天线具有宽轴比波束的特性。
天线实测的功率方向图如图12所示，该天线是左旋圆极化天线，其在俯仰面为“∞”字形辐射，方位面内不圆度小于1.2dB。在全向天线的有效的辐射范围之内，其右旋增益相比于左旋增益最小下降了15dB以上，即该天线交叉极化抑制能力较强。
最后，将本发明的全向圆极化天线的性能和文献中报导的一些天线进行比较，结果如表2所示。文献[1]和[7]中均采用环形阵列的形式，通过对馈电网络的设计可以在40％以上的带宽内实现全向圆极化辐射。但是此类天线一方面剖面比较高，另一方面由于阵元数目有限，全向辐射的不圆度较差。此外，文献[2]中设计的天线将16个阵元放置在金属板上，所以天线的方向图上翘，最大辐射方向并不在水平面上。
如果那样将水平极化和垂直极化的辐射单元组合在一起激励全向圆极化辐射，则天线的剖面高度会大大降低，但有效带宽会减小。文献[10-11]和本文中均采用耦合馈电或加载金属短路柱的方法，使天线的有效带宽达到20％左右。文献[6]中虽然也是用水平极化和垂直极化的辐射单元组合的方式，但其实际上是一种立体结构的天线，不是平面结构。此外，文献[3]和[10]中的天线剖面太低，这也会使水平面上的方向图上翘。需要强调的是，很多文献中都没有关注全向圆极化天线在俯仰面上的轴比波束宽度，文献[5]中提及所设计的天线在俯仰面θ＝50°～130°的范围内满足轴比小于3dB。而本发明设计的天线除了在θ＝0°和180°附近很小的范围外，天线的轴比均小于3dB，即其具有宽轴比波束的特性。
表2
Figure BDA0003857264670000101
Figure BDA0003857264670000111
综上所述，本发明设计的全向圆极化天线兼顾了尺寸、带宽和波束宽度等特性，能够适用于无线通信、卫星导航等系统中。
参考文献：
文献[1]Y.Fan,X.Quan,Y.Pan,Y.Cui and R.Li,"Wideband OmnidirectionalCircularly Polarized Antenna Based on Tilted Dipoles,"in IEEE Transactions onAntennas and Propagation,vol.63,no.12,pp.5961-5966,Dec.2015；
文献[2]IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION,VOL.65,NO.8,AUGUST 2017A Wideband Circularly Polarized Omnidirectional Antenna Based onExcitation of Two Orthogonal Circular TE21Modes Behzad Yektakhah,StudentMember,IEEE,and Kamal Sarabandi,Fellow,IEEE 3877-3888；
文献[3]X.Hu,S.Yan,J.Zhang,V.Volski and G.A.E.Vandenbosch,"Omni-Directional Circularly Polarized Button Antenna for 5GHz WBAN Applications,"in IEEE Transactions on Antennas and Propagation,vol.69,no.8,pp.5054-5059,Aug.2021,doi:10.1109/TAP.2021.3070896；
文献[4]IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION,VOL.62,NO.8,AUGUST 2014Wideband and Low-Profile Omnidirectional Circularly PolarizedPatch Antenna Y.M.Pan,S.Y.Zheng,and B.J.Hu 4347-4351
文献[5]IEEE ANTENNAS AND WIRELESS PROPAGATION LETTERS,VOL.16,2017Wideband Circularly Polarized Antenna Realizing Omnidirectional Radiationin the Wider Azimuth Planes Xue Chen,Wenmei Zhang,Member,IEEE,Liping Han,Xinwei Chen,Runbo Ma,and Guorui Han 2461-2464；
文献[6]IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION,VOL.68,NO.7,JULY2020。Broadband Omnidirectional Circularly Polarized Antenna WithAsymmetric Power Divider Xiuzhang Cai,Student Member,IEEE,and KamalSarabandi,Fellow,IEEE 5171-5181；
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。尽管参照前述实施例对本发明专利进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，包括：
上下两层介质基板(1)；
两层环形辐射单元(2)，包括印制于上层介质基板(1)上的上层环形辐射单元以及印制于下层介质基板(1)上的下层环形辐射单元；
耦合馈电装置(3)，包括竖直设置的同轴探针以及加载于同轴探针顶部的容性圆盘，其通过电容耦合馈电；
若干个金属短路柱(4)。
2.根据权利要求1所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述上层的介质基板(1)上设置有与金属短路柱(4)一一对应的圆形焊盘(5)，用于焊接所述金属短路柱(4)。
3.根据权利要求2所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述金属短路柱(4)设置有8个，并沿圆周均匀排布。
4.根据权利要求1所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述介质基板(1)的相对介电常数εr为2.65、厚度Hs为1.5mm、损耗角正切tanδ＝0.002，且在其馈点处连接有SMA型同轴连接器。
5.根据权利要求4所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述两层环形辐射单元(2)为水平极化环形辐射单元，且所述上层环形辐射单元包括8段弧形分枝(21)，每段弧形分枝(21)的长度为λe/4，其中λe为介质基板上的信号波长，同时每段弧形分枝(21)都通过一分八功率分配器(22)进行等幅同相馈电，且相邻两段弧形分枝(21)之间的间隙等效为电容加载，通过电容耦合馈电；所述下层环形辐射单元与所述同轴连接器的外导体相连。
6.根据权利要求5所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述同轴探针和8个金属短路柱(4)组成垂直极化的辐射单元，其中同轴探针由同轴连接器的内导体延伸形成，用于辐射垂直极化波。
7.根据权利要求5所述的一种S波段全向圆极化天线，其特征在于，所述金属短路柱(4)在圆周上的标定位置θ1为22°，每段弧形分枝(21)对应的弧长θ2为38°，每段弧形分枝(21)的宽度W1为3.8m，一分八功率分配器(22)支路的宽度W2为0.25，一分八功率分配器(22)中心圆盘的半径R1为15m，两层环形辐射单元(2)印刷环的半径R2为32m，介质基板(1)的半径R3为42m，金属短路柱(4)半径R4为0.25，容性圆盘直径Dc为8.4m，同轴探针的高度Hc为13.5，两层环形辐射单元(2)之间的间距Ha为15.1。
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