CN115603601B - 控制逆变器的方法、装置、逆变器系统及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种控制逆变器的方法、装置、逆变器系统及电子设备，应用于光伏电源的逆变器系统中，该方法包括：获取上母线电容所对应的平均电压，以及下母线电容所对应的平均电压；计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元；控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。本发明解决了相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。

Description

控制逆变器的方法、装置、逆变器系统及电子设备
技术领域
本发明涉及电源领域，具体而言，涉及一种控制逆变器的方法、装置、逆变器系统及电子设备。
背景技术
随着光存储技术的进步，极大地降低了人们的用电成本，全球各地越来越多的家庭用户安装了光储系统。
光储系统包括逆变器，其可实现交直流电流的转换，图1为现有技术中光储一体的光储系统，如图1所示，该光储系统包括混合式光储逆变器100、光伏电池210、家用储能电池220、普通负载420、电网300以及重要负载410。其中，混合式光储逆变器100的两个直流输入端口分别连接光伏电池210和家用储能电池220，一个交流输出端口（即并网端口）连接电网300，另一交流输出端口（即离网端口）连接重要负载410。连接电网300的并网端口也会和连接在电网上的其它普通负载420相连接。当电网掉电时，混合式光储逆变器100为连接在离网端口的重要负载410供电，不再为连接在并网端口的普通负载420供电。
图1以混合式光储逆变器为例，其它逆变器亦如此。在光储系统中，光伏电池和逆变器决定了光储系统性能，是系统中的核心设备。然而，在相关技术中，在对逆变器中的母线电容电压进行均衡时，其逆变器系统的均衡效率低，系统稳定性较差。
针对上述的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明实施例提供了一种控制逆变器的方法、装置、逆变器系统及电子设备，以至少解决相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
根据本发明实施例的一个方面，提供了一种控制逆变器的方法，应用于光伏电源的逆变器系统中，逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元，母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，该方法包括：获取上母线电容所对应的平均电压，以及下母线电容所对应的平均电压；计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元；控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且小于或等于第二电压阈值时，开始计时，若计时时长大于预设时长时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，计时时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并小于第二电压阈值的持续时长；在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值；在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为平衡桥单元。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：在计时时长小于或等于预设时长时，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：在目标均衡单元为均压控制环路时，获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态；根据平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值，其中，母线中点为上母线电容与下母线电容的公共节点；根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的电容电压瞬时充电时间以及平均电压差值确定初始直流电流前馈指令值；根据初始直流电流前馈指令值以及两相交流电流的共模分量确定均压控制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相电流；根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号；根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比；根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；对均压控制指令值进行调整，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：计算初始直流电流前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到目标直流电流前馈指令值；计算直流电流指令值、目标直流电流前馈指令值之和，得到第一结果；计算第一结果与两相交流电流的共模分量的差值，得到直流电流总指令值；对直流电流总指令值进行调节，得到均压控制调制电压指令值。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：计算两相交流电流的电流差值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值；对并网电流控制调制电流值进行指令调节，得到并网电流控制调制电压指令值；计算并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第一相总调制指令；基于第一相总调制指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第二相总调制指令；基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
进一步的，控制逆变器的方法还包括：在目标均衡单元为平衡桥单元时，控制第一平衡桥开关与第二平衡桥开关互补导通，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理，其中，平衡桥单元至少包括第一平衡桥开关与第二平衡桥开关。
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种控制逆变器的装置，应用于光伏电源的逆变器系统中，逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元，母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，该装置包括：电压获取模块，用于获取上母线电容所对应的平均电压，以及下母线电容所对应的平均电压；计算模块，用于计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；比对模块，用于比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；确定模块，用于根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元；均衡控制模块，用于控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种逆变器系统，该逆变器系统用于执行上述的控制逆变器的方法。
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有计算机程序，其中，计算机程序被设置为运行时执行上述的控制逆变器的方法。
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种电子设备，该电子设备包括一个或多个处理器；存储器，用于存储一个或多个程序，当一个或多个程序被一个或多个处理器执行时，使得一个或多个处理器实现用于运行程序，其中，程序被设置为运行时执行上述的控制逆变器的方法。
在本发明实施例中，采用根据母线电容单元中上下母线电容的电压平均值之间的差距来确定目标均衡单元，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理的方式，即根据上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元，从而在上下母线电容的平均电压差值较大时采用的目标均衡单元，与上下母线电容的平均电压差值较小时采用的目标均衡单元不同，两种均衡方式相结合，不仅可保证逆变器系统的均衡效率最优，还可提升逆变器系统的稳定性。
由此可见，本申请所提供的方案达到了对母线电容电压进行均衡的目的，从而实现了提高逆变器系统均衡效率的技术效果，进而解决了相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是现有技术中光储一体的光储系统的示意图；
图2是根据本发明实施例的一种逆变器系统的示意图；
图3是根据本发明实施例的一种逆变器的示意图；
图4是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；
图5是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；
图6是根据本发明实施例的一种控制逆变器的方法的流程图；
图7是根据本发明实施例的一种对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理的流程框图；
图8是根据本发明实施例的一种母线中点直流电流流通路径示意图；
图9是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；
图10是根据本发明实施例的一种逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图；
图11是根据本发明实施例的一种控制逆变器的装置的示意图；
图12是根据本发明实施例的一种可选的电子设备的示意图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
需要说明的是，本发明所涉及的相关信息（包括但不限于用户设备信息、用户个人信息等）和数据（包括但不限于用于展示的数据、分析的数据等），均为经用户授权或者经过各方充分授权的信息和数据。例如，本系统和相关用户或机构间设置有接口，在获取相关信息之前，需要通过接口向前述的用户或机构发送获取请求，并在接收到前述的用户或机构反馈的同意信息后，获取相关信息。
实施例1
根据本发明实施例，提供了一种控制逆变器的方法实施例，需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。
此外，还需要说明的是，本实施例所提供的方案可应用于光伏电源的逆变器系统中，即逆变器系统可作为本实施例所提供方法的执行主体。另外，图2示出了一种可选的逆变器系统的结构示意图，由图2可知，该逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元。以下将结合图2所示的逆变器系统对本实施例所提供的方法进行解释说明。
在对本申请所提供的母线电容电压的均衡策略进行说明之前，首先介绍一下逆变器。图3示出了一种可选的逆变器电路的示意图，如图3所示，逆变器100包括母线电容单元110、平衡桥单元120、逆变开关单元130、滤波单元140、并离网切换单元150、并网端口161和重要负载端口162。其中，母线电容单元110、平衡桥单元120和逆变开关单元130依次连接，其中，逆变器100中母线电容单元110、平衡桥单元120、逆变开关单元130、滤波单元140及并离网切换单元150依次连接，并网端口161和重要负载端口162的中性线端点均通过并离网切换单元150连接中线N。
可选的，由图3可知，母线电容单元110包括串联在正直流母线与负直流母线之间的上母线电容C1和下母线电容C2，上母线电容C1与下母线电容C2的共节点形成母线中点DN，正直流母线与负直流母线之间用于接收来自光伏电池或家用储能电池输出的直流电（即母线电压）Udc，在图3中，Udc1为上母线电容C1的平均电压，Udc2为下母线电容C2的平均电压。
如图3所示，平衡桥单元120包括串联连接在正直流母线与负直流母线之间的第一平衡桥开关S1和第二平衡桥开关S2，以及连接在母线中点DN与第一平衡桥开关S1和第二平衡桥开关S2的共节点之间的功率电感L0。
逆变开关单元130用于将直流侧接收的母线电压Udc逆变为交流侧的交流电，其中，逆变开关单元130包括多个开关管，直流侧连接在正直流母线与负直流母线之间，用于接收母线电压Udc，交流侧包括第一相输出端A、第二相输出端B和中线N，第一相输出端A用于输出第一相交流电I1，第二相输出端B用于输出第二相交流电I2，中线N连接母线中点DN以及并网端口161的中性线端点N-Grid和重要负载端口162的中性线端点N-Load。
需要说明的是，逆变开关单元130可为任何能将直流电逆变为交流电的开关单元，如单相T型三电平拓扑或I型三电平拓扑，本申请对逆变开关单元130的具体结构不做限定。其中，图3以T型三电平拓扑为例，逆变开关单元130包括串联连接在正直流母线与负直流母线之间的A相第一开关AS1和A相第四开关AS4形成的第一开关桥臂、串联连接在正直流母线与负直流母线之间的B相第一开关BS1与B相第四开关BS4形成的第二开关桥臂，A相第一开关AS1与A相第四开关AS4的连接点为第一相输出端A，B相第一开关BS1与B相第四开关BS4的连接点为第二相输出端B。此外，逆变开关单元130还包括A相第二开关AS2与A相第三开关AS3串联形成的第一串联开关单元，B相第二开关BS2与B相第三开关BS3串联形成的第二串联开关单元，第一串联开关单元连接在第一相输出端A与逆变器100的中线N之间，第二串联开关单元连接在第二相输出端B与逆变器100的中线N之间，逆变器100的中线N连接母线中点DN。
需要说明的是，由于逆变器两相电压反相，对应开关管的驱动波形也对应相差半个周期。例如，图4和图5均示出了逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图，其中，在图4中，A相调制波仅包含常规正弦调制波；在图5中，B相调制波仅包含常规正弦调制波。对比图4和图5可知，A相第一开关AS1和B相第四开关BS4驱动相同，A相第三开关AS3和B相第二开关BS2驱动相同，A相第二开关AS2和B相第三开关BS3驱动相同，A相第四开关AS4和B相第一开关BS1驱动相同，相位相差半个周期。
更进一步的，如图3所示，逆变器电路还包括滤波单元140和并离网切换单元150。其中，滤波单元140包括第一滤波电感L1、第二滤波电感L2、第一滤波电容C11、第二滤波电容C22。第一滤波电感L1连接在第一相输出端A与第二滤波电容C22的第一端之间，第二滤波电感L2连接在第二相输出端B与第一滤波电容C11的第一端之间，第一滤波电容C11的第二端和第二滤波电容C22的第二端连接中线N。
并离网切换单元150，连接在滤波单元140与并网端口161和重要负载端口162之间，用于实现将逆变开关单元130的交流侧输出在并网端口161和重要负载端口162之间切换或同时连接并网端口161和重要负载端口162,并网端口161和重要负载端口162的中性线端点均通过并离网切换单元150连接中线N。
需要说明的是，本申请并不限定并离网切换单元150的具体结构，只要其可实现上述功能即可。如图3所示的并离网切换单元150为一实施例，其包括连接在第二滤波电容C22的第一端与第一节点d1之间的选择开关CS1、连接在第一滤波电容C11的第一端与第二节点d2之间的选择开关CS2、连接在中线N与第三节点d3之间的选择开关CS3、连接在第一节点d1与重要负载端口162的第一相端点L1-Load之间的选择开关DS1、连接在第二节点d2与重要负载端口162的第二相端点L2-Load之间的选择开关DS2、连接在第三节点d3与重要负载端口162的中性线端点N-Load之间的选择开关DS3、连接在第一节点d1与并网端口161的第一相端点L1-Grid之间的选择开关ES1、连接在第二节点d2与并网端口161的第二相端点L2-Grid之间的选择开关ES2、连接在第三节点d3与并网端口161的中性线端点N-Grid之间的选择开关ES3。
可选的，当选择开关CS1、选择开关CS2、选择开关CS3、选择开关DS1、选择开关DS2和选择开关DS3导通时，逆变开关单元130的交流侧输出切至重要负载端口162。当选择开关CS1、选择开关CS2、选择开关CS3、选择开关ES1、选择开关ES2和选择开关ES3导通时，逆变开关单元130的交流侧输出切至并网端口161。当上述选择开关均导通时，逆变开关单元130的交流侧输出同时切至重要负载端口162和并网端口161。如此，电网中性线和重要负载中性线通过并离网切换单元150连接至母线中点DN和逆变器100的中线N。
可选的，如图3所示，并网端口161连接交流两相三线制电网，两相电网相位相反。
当调制波仅包含常规正弦调制波时，即没有直流电流注入至母线中点DN，故不会产生额外的直流分量调制波，开关驱动波形如图4和图5所示。流过上母线电容C1的电流为（-I2，-I1），流过下母线电容C2的电流为（+I1，+I2），由于两相电流在正负半周期时对称，因此，一个基波周期内正常的正弦电流不会对母线电容电压产生影响，也即不会引起上下母线电容电压产生直流偏差，第二相交流电I2和第一相交流电I1的参考方向如图3所示。
在实际应用中，重要负载可以连接在L1-Load与N-Load或者L2-Load与N-Load之间，普通负载可以连接在L1-Grid与N-Grid或者L2-Grid与N-Grid之间。显然，不论是在正常并网时普通负载的投切，还是并网或离网时重要负载的投切，都会导致逆变器100内部直流母线电容电压波动。具体的，当瞬时投切以吹风机为代表的含直流特性的不平衡负载时，由于中线N部分对于电流的直流分量的等效阻抗低，直流不平衡负载形成的直流电流将通过并离网切换单元150、中线N注入至母线中点DN（也即直流电流分量在一相内流通，对应地可称此时流入一相内的直流电流分量为第一相交流电I1与第二相交流电I2的共模分量），而导致上下母线电容充放电不均衡，而引起上下母线电容电压产生直流偏差，投切较大功率的含直流特性的不平衡负载还将频繁触发逆变器停机保护，导致系统可靠性差。
为避免上述问题，本实施例所提供的方法在图3所示的逆变器的基础上进行了改进，如图2所示，通过图2所示的逆变器系统可提高逆变器的效率及可靠性。
可选的，图6是根据本发明实施例的一种可选的控制逆变器的方法的流程图，该方法可在图2所提供的逆变器系统中执行。如图6所示，该方法包括如下步骤：
步骤S602，获取上母线电容所对应的平均电压，以及下母线电容所对应的平均电压。
步骤S604，计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值。
可选的，由图2可知，图2所示的逆变器系统除包括图3中的逆变器100之外，还包括减法模块510、判断模块520、均压控制环路530、第一加法运算单元541、A相PWM控制器542、电流控制环路550、反向单元561、第二加法运算单元562、B相PWM控制器563、第一控制器570。
其中，减法模块510可接收步骤S302中的上母线电容C1的平均电压Udc1和下母线电容C2的平均电压Udc2，分别通过低通滤波单元LPF进行滤波处理，再计算滤波后的Udc1与滤波后的Udc2的差值，从而得到母线电容的平均电压差值ΔUdc。
另外，减法模块510还可将上母线电容的电压平均值Udc1和下母线电容的电压平均值Udc2分别经低通滤波器后，再对滤波后的电压平均值进行做差处理，从而得到母线电容平均电压差值ΔUdc。
步骤S606，比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果。
步骤S608，根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元。
可选的，如图2所示，判断模块520可接收减法模块510传送的平均电压差值ΔUdc，并根据平均电压差值ΔUdc与预设电压阈值之间的大小关系来确定是将平衡桥单元120作为目标均衡单元，还是使用均压控制环路530来作为目标均衡单元。
在图2中，ENB为平衡桥单元120的工作状态标识，其中，ENB=1时，使能平衡桥单元120，即使用平衡桥单元120作为目标均衡单元；ENV为均压控制环路530的工作状态标识，其中，ENV=1时，使能均压控制环路530，即使用均压控制环路530作为目标均衡单元。判断模块520根据比对结果来为ENB和ENV赋值，以确定目标均衡单元。
需要说明的是，上述预设电压阈值不限于一个，可以为多个电压阈值，例如，在本实施例中，上述预设电压阈值可以包括第一电压阈值、第二电压阈值和第三电压阈值，其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。通过比较平均电压差值与第一电压阈值、第二电压阈值和第三电压阈值的大小关系，即可确定目标均衡单元。
步骤S610，控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
需要说明的是，如图2所示，对于不同的目标均衡单元，其母线电容电压的均衡策略是不同的，其中，在目标均衡单元为平衡桥单元时，通过第一控制器570来对平衡桥单元120中的平衡桥开关进行控制；而目标均衡单元为均压控制环路时，通过A相PWM控制器542和B相PWM控制器562对逆变开关单元130中的各个开关管进行控制，具体的控制策略将在下文中进行详细说明。
基于上述步骤S602至步骤S610所限定的方案，可以获知，在本发明实施例中，采用根据母线电容单元中上下母线电容的电压平均值之间的差距来确定目标均衡单元，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理的方式，即根据上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元，从而在上下母线电容的平均电压差值较大时采用的目标均衡单元，与上下母线电容的平均电压差值较小时采用的目标均衡单元不同，两种均衡方式相结合，不仅可保证逆变器系统的均衡效率最优，还可提升逆变器系统的稳定性。
由此可见，本申请所提供的方案达到了对母线电容电压进行均衡的目的，从而实现了提高逆变器系统均衡效率的技术效果，进而解决了相关技术中，在对母线电容电压进行均衡时，逆变器系统均衡效率低的技术问题。
在一种可选的实施例中，判断模块520根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元。其中，在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且小于或等于第二电压阈值时，开始计时，若计时时长大于预设时长时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，计时时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并小于第二电压阈值的持续时长。
即在ΔUdc的绝对值大于第一电压阈值Udcth0，并且小于或等于第二电压阈值Udcth1，持续时间（即计时时长）Thold大于预设时长Tth时，判断模块520输出ENV=1，ENB=0，也即使能均压控制环路530，但不使能平衡桥单元120，也即使能均压控制环路530均衡上下母线电容的电压平均值。
可选的，在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。
即在ΔUdc的绝对值大于第二电压阈值Udcth1，并且小于或等于第三电压阈值Udcth2时，判断模块520输出ENV=1，ENB=0，也即使能均压控制环路530，但不使能平衡桥单元120，同样的，也即使能均压控制环路530均衡上下母线电容电压平均值。
可选的，在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为平衡桥单元，其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值。
即在ΔUdc的绝对值大于第三电压阈值Udcth2时，判断模块520输出ENV=0，ENB=1，也即不使能均压控制环路530，但使能平衡桥单元120，也即使能平衡桥单元120均衡上下母线电容电压平均值。
可选的，在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
即在ΔUdc的绝对值小于或等于第一电压阈值Udcth0时，判断模块520输出ENV=0，ENB=0，也即不使能均压控制环路530，同时也不使能平衡桥单元120。此时，母线电容的平均电压差值ΔUdc在系统可接收的范围内。较优的，在Udcth0=0时，则只有当母线电容平均电压差值ΔUdc为零时，才不使能均压控制环路，并且也不使能平衡桥单元120。
可选的，在计时时长小于或等于预设时长时，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
即在ΔUdc的绝对值大于第一电压阈值Udcth0，并且小于第二电压阈值Udcth1，并且持续时间（即计时时长）Thold小于或等于预设时长Tth时，判断模块520输出ENV=0，ENB=0，也即不使能均压控制环路530，同时也不使能平衡桥单元120。也即此时母线电容的平均电压差值ΔUdc仅有短时间的升高，在系统可接受的范围内。
在一种可选的实施例中，如图6所示，在确定了目标均衡单元之后，即可控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。在目标均衡单元为均压控制环路时，如图7所示，可通过如下步骤对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理：
步骤S1，获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态；
步骤S2，根据平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值，其中，母线中点为上母线电容与下母线电容的公共节点。
具体的，首先，计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；然后，对均压控制指令值进行调整，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值。
可选的，如图2所示，均压控制环路530包括乘法器、第一调节器532、第一运算单元533、第二调节器534。其中，乘法器可接收母线电容的平均电压差值ΔUdc和均压控制环路的工作状态标识ENV，并对两者进行乘法运算，得到均压控制指令值ΔUdc*。然后，第一调节器532接收均压控制指令值ΔUdc*，对均压控制指令值ΔUdc*进行PI（线性控制）调节得到需注入母线中点DN的直流电流指令值Idc*。
需要说明的是，第一调节器可为PI调节器或P调节器等。本申请对调节器的具体类型不做限定。
步骤S3，根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的电容电压瞬时充电时间以及平均电压差值确定初始直流电流前馈指令值。
可选的，如图2所示，均压控制环路530中加入了初始直流电流前馈指令值，而均压控制环路530中加入的直流电流前馈指令值Idcff*（或称初始直流电流前馈指令值Idcff）可加快逆变器系统的动态调节效果。当逆变器系统的调节器的调节速度比较慢，则无法使上下母线电容电压平均值快速达到均衡，从而影响系统可靠性。例如，当上母线电容的电压平均值Udc1大于下母线电容的电压平均值Udc2，两者之差为ΔUdc，母线电容的电压平均值为Udc，则上母线电容的电压可表示为Udc1=Udc+ΔUdc/2，下母线电容的电压可表示为Udc2=Udc-ΔUdc/2，则针对下母线电容C2所需要的充电电流Idcff*（即从Udc-ΔUdc/2上升到Udc）可通过下式得到：
上式中，C为半母线电容容值，Tset为电容电压瞬时充电时间，可以按照一个工频周期进行设置。
需要说明的是，由于母线电容电压波动值要远小于其平均值，因此可忽略波动值的平方值，以对表达式上式进行化简，最终可得直流电流前馈指令值Idcff*=(C*ΔUdc)/Tset，也即直流电流前馈指令值Idcff*为与半母线电容容值C、电容电压瞬时充电时间Tset以及母线电容平均电压差值ΔUdc相关的参数。在实际使用时，可根据实际需求选择使能均压控制环路530的边界条件Udcth1或Udcth2。
步骤S4，根据初始直流电流前馈指令值以及两相交流电流的共模分量确定均压控制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相电流。
具体的，首先计算初始直流电流前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到目标直流电流前馈指令值；然后，计算直流电流指令值、目标直流电流前馈指令值之和，得到第一结果；然后，计算第一结果与两相交流电流的共模分量的差值，得到直流电流总指令值；最后，对直流电流总指令值进行调节，得到均压控制调制电压指令值。
可选的，如图2所示，第一运算单元533接收直流电流指令值Idc*、目标直流电流前馈指令值Idcff*和第一相交流电I1与第二相交流电I2的共模分量I*，其中，目标直流电流前馈指令值Idcff*是对初始直流电流前馈指令值Idcff与均压控制环路的工作状态标识ENV进行乘法运算得到的。然后，第一运算单元533将直流电流指令值Idc*与直流电流前馈指令值Idcff*进行求和计算，将求和结果与第一相交流电I1与第二相交流电I2的共模分量I*做差，从而得到直流电流总指令值Idca*；然后，第二调节器534接收直流电流总指令值Idca*，对直流电流总指令值Idca*进行PI调节，得到均压控制调制电压指令值Vdc*。
需要说明的是，第二调节器可为PI调节器或P调节器等。本申请对调节器的具体类型不做限定。
步骤S5，根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号。
具体的，首先，计算两相交流电流的电流差值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值；然后，对并网电流控制调制电流值进行指令调节，得到并网电流控制调制电压指令值；接着，计算并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第一相总调制指令；之后，基于第一相总调制指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；同时，对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第二相总调制指令；然后，基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
可选的，如图2所示，第一加法运算单元541接收逆变器电流控制环路550输出的并网电流控制调制电压指令值VL*和均压控制调制电压指令值Vdc*，对两者进行求和运算，得到A相总调制指令（即第一相总调制指令）VMA*。然后，A相PWM控制器542接收A相总调制指令VMA*，向逆变开关单元130中输出A相开关管的开关控制信号（即第一相开关管的开关控制信号）。
同时，反向单元561可接收并网电流控制调制电压指令值VL*，并对其进行取反操作，得到负向并网电流控制调制电压指令值-VL*；第二加法运算单元562接收负向并网电流控制调制电压指令值-VL*和均压控制调制电压指令值Vdc*，对两者进行求和运算，得到B相总调制指令（即第二相总调节指令）VMB*。然后，B相PWM控制器563接收B相总调制指令VMB*，向逆变开关单元130中输出B相开关管的开关控制信号（即第二相开关管的开关控制信号）。
需要说明的是，如图2所示，电流控制环路550包括减法运算单元551、调节器552。减法运算单元551可接收并网第一相电流I1与并网第二相电流I2的差（即图2中的（I1-I2）/2），以及和并网电流指令值IL*，将并网第一相电流I1与并网第二相电流I2的差与并网电流指令值IL*做差，得到并网电流控制调制电流指令值IL1*；调节器552接收并网电流控制调制电流指令值IL1*，对并网电流控制调制电流指令值IL1*调节得到并网电流控制调制电压指令值VL*。其中，电流控制环路550可为业界任何可用的电流控制环路，本申请对其不做具体限定。
步骤S6，根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比。
步骤S7，根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
具体的，当ENV=1时，使能均压控制环路530。均压控制环路530根据母线电容的平均电压差值ΔUdc、直流电流前馈指令值Idcff*和第一相交流电与第二相交流电的共模分量I*，输出的均压控制调制电压指令值Vdc*的绝对值大于0，则向电流控制环路550的输出中加入直流偏移量；当ENV=0时，均压控制调制电压指令值Vdc*等于0，不影响电流控制环路550的原来工作状态。
可选的，在ENV=1时，逆变开关单元130中的至少一开关管的占空比大于在ENV=0时该开关管的占空比。
以图2所示的逆变开关单元130为例，当上母线电容C1电压平均值Udc1大于下母线电容C2电压平均值Udc2，并且ENV=1时，均压控制调制电压指令值Vdc*大于0，使得A相第一开关AS1和B相第四开关BS4的占空比，大于在ENV=0时A相第一开关AS1和B相第四开关BS4的占空比，使得向母线中点DN注入直流调制电流，该直流调制电流抵消负载投切引入的直流电流，使得上下母线电容电压平均值均衡，如图8所示的逆变器注入直流调制时，母线中点直流电流流通路径示意图。另外，图9示出了A相调制波包含常规正弦调制波和直流调制波时，逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图，图10示出了B相调制波包含常规正弦调制波和直流调制波时。逆变开关单元内开关管的驱动波形示意图。与图4和图5相同的，A相第一开关AS1和B相第四开关BS4驱动相同，A相第三开关AS3和B相第二开关BS2驱动相同，A相第二开关AS2和B相第三开关BS3驱动相同，A相第四开关AS4和B相第一开关BS1驱动相同，相位相差半个周期。与图4和图5相比可知，A相第一开关AS1和B相第四开关BS4的占空比增大。
同理，当上母线电容C1的电压平均值Udc1小于下母线电容C2的电压平均值Udc2，ENV=1时，由于均压控制调制电压指令值Vdc*的绝对值大于0，而均压控制调制电压指令值Vdc*小于0，使得A相第四开关AS4和B相第一开关BS1的占空比大于在ENV=0时，A相第四开关AS4和B相第一开关BS1的占空比，使得向母线中点DN注入的直流调制电流抵消负载投切引入的直流电流，使得上下母线电容电压平均值均衡。
需要说明的是，在实际应用中，A相PWM控制器542、B相PWM控制器563和第一控制器570可集成为同一控制器，也可为单独的控制器。使能平衡桥单元120的结构在本申请中不做具体描述。
在一实施例中，第一相交流电I1与第二相交流电I2的共模分量I*可为第一相交流电I1与第二相交流电I2之和经低通滤波器后获得，如图2所示。也可为第一相交流电I1经低通滤波器后与第二相交流电I2经低通滤波器后的和获得。
更进一步的，在第一加法运算单元541与A相PWM控制器542之间以及第二加法运算单元562与B相PWM控制器563之间还包括归一化处理模块（图2未使出），其根据A相总调制指令VMA*以及B相总调制指令VMB*与直流母线电压平均值的二分之一做归一化处理得到归一化的调制指令，为避免过调制，需要把直流母线电压往上升为（1+k1）*k2倍母线电压。如果归一化的调制指令绝对值的最大值大于1，则获取对应的差值系数k1，并在下一个控制周期控制直流母线电压为（1+k1）*k2倍母线电压，其中，k2优选取1/0.99。即将调制度最大值控制在99%以内，以通过提升母线电压来防止增加均压控制调制指令之后发生过调制，以避免过调制使得均压控制环路530效果变差或无效果，导致的并网电流畸变。
在一种可选的实施例中，在目标均衡单元为平衡桥单元时，控制第一平衡桥开关与第二平衡桥开关互补导通，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理，其中，平衡桥单元至少包括第一平衡桥开关与第二平衡桥开关。
具体的，在ENB=1时，使能平衡桥单元120，则如图2所示，平衡桥单元120的第一平衡桥开关S1与第二平衡桥开关S2互补导通，并经功率电感L0，以平衡上母线电容C1和下母线电容C2上的电压。由此可见，当使能平衡桥单元120时，平衡桥单元120会一直有功率损耗，从而增加了逆变器额外的功率损耗，降低了系统整体效率。在ENB=0时，不使能平衡桥单元120，则平衡桥单元120的第一平衡桥开关S1与第二平衡桥开关S2均不导通。在实际应用中，第一控制器570还可接收上下母线电容的平均电压差值ΔUdc，并将ΔUdc作为反馈值输入平衡桥均压环路，平衡桥均压环输出第一平衡桥开关S1与第二平衡桥开关S2的开关控制信号。
需要说明的是，含直流特性的不平衡负载的瞬时投切，使得直流不平衡负载形成的直流电流通过逆变器100中线N注入至母线中点DN，而导致上下母线电容充放电不均衡，逆变器直流母线电容电压波动，这是瞬时动态。基于同样机理，根据母线电容平均电压差值ΔUdc和实际的并网两相电流的共模分量I*，向逆变器电流控制环路输出的并网电流控制调制电压指令值VL*中，增加均压控制调制电压指令值Vdc*，而向电流控制环路加入直流调制波，以增大逆变开关单元130中至少一开关管的开关控制信号的占空比，而向逆变器母线中点DN注入一个等效的反向瞬态直流电流，这就可以平衡直流母线电容电压平均值。由此可见，通过在逆变器控制器中加入上述的均压控制环路530改变开关管的占空比就可以实现这个瞬态直流电流的注入，无功率损耗。
如上所述，当上下母线电容电压平均值差距不大时，使能均压控制环路530，实现上下母线电容电压平均值平衡；当上下母线电容电压平均值差距大时，使能平衡桥单元，以快速实现上下母线电容电压平均值平衡。两种平衡方式的结合使得系统效率最优，且稳定性好。
实施例2
根据本发明实施例，还提供了一种控制逆变器的装置的实施例，应用于光伏电源的逆变器系统中，逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元，母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，其中，图11是根据本发明实施例的一种可选的控制逆变器的装置的示意图，如图11所示，该装置包括：电压获取模块1101、计算模块1103、比对模块1105、确定模块1107以及均衡控制模块1109。
其中，电压获取模块1101，用于获取上母线电容所对应的平均电压，以及下母线电容所对应的平均电压；计算模块1103，用于计算上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；比对模块1105，用于比对平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；确定模块1107，用于根据比对结果从平衡桥单元及均压控制环路中确定目标均衡单元；均衡控制模块1109，用于控制目标均衡单元对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理。
可选的，确定模块包括：第一确定模块、第二确定模块、第三确定模块、第四确定模块以及第五确定模块。其中，第一确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且小于或等于第二电压阈值时，开始计时，若计时时长大于预设时长时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，计时时长为平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并小于第二电压阈值的持续时长；第二确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第二电压阈值，并且小于或等于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为均压控制环路，其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值；第三确定模块，用于在平均电压差值的绝对值大于第三电压阈值时，确定目标均衡单元为平衡桥单元；第四确定模块，用于在平均电压差值的绝对值小于或等于第一电压阈值，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态；第五确定模块，用于在计时时长小于或等于预设时长时，确定上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压处于均衡状态。
可选的，均衡控制模块包括：第一获取模块、第六确定模块、第七确定模块、第八确定模块、信号生成模块、第一调节模块以及第二调节模块。其中，第一获取模块，用于在目标均衡单元为均压控制环路时，获取平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，其中，均压控制环路的工作状态标识表征均压控制环路是否处于使能状态；第六确定模块，用于根据平均电压差值以及均压控制环路的工作状态标识，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值，其中，母线中点为上母线电容与下母线电容的公共节点；第七确定模块，用于根据母线电容单元的电容值、母线电容单元的电容电压瞬时充电时间以及平均电压差值确定初始直流电流前馈指令值；第八确定模块，用于根据初始直流电流前馈指令值以及两相交流电流的共模分量确定均压控制调制电压指令值，其中，两相交流电流为流经母线电容单元的两相电流；信号生成模块，用于根据均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号；第一调节模块，用于根据开关控制信号调节逆变器中的逆变开关单元的占空比；第二调节模块，用于根据占空比调节上母线电容的平均电压和下母线电容的平均电压。
可选的，第六确定模块包括：第一计算模块以及第三调节模块。其中，第一计算模块，用于计算平均电压差值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；第三调节模块，用于对均压控制指令值进行调整，确定注入母线电容单元的母线中点的直流电流指令值。
可选的，第八确定模块包括：第二计算模块、第三计算模块、第四计算模块以及第四调节模块。其中，第二计算模块，用于计算初始直流电流前馈指令值与均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到目标直流电流前馈指令值；第三计算模块，用于计算直流电流指令值、目标直流电流前馈指令值之和，得到第一结果；第四计算模块，用于计算第一结果与两相交流电流的共模分量的差值，得到直流电流总指令值；第四调节模块，用于对直流电流总指令值进行调节，得到均压控制调制电压指令值。
可选的，信号生成模块包括：第五计算模块、第五调节模块、第六计算模块、第一生成模块、第七计算模块以及第二生成模块。其中，第五计算模块，用于计算两相交流电流的电流差值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值；第五调节模块，用于对并网电流控制调制电流值进行指令调节，得到并网电流控制调制电压指令值；第六计算模块，用于计算并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第一相总调制指令；第一生成模块，用于基于第一相总调制指令生成对逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；第七计算模块，用于对并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与均压控制调制电压指令值之和，得到第二相总调制指令；第二生成模块，用于基于第二相总调节指令生成对逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
可选的，均衡控制模块包括：开关控制模块，用于在目标均衡单元为平衡桥单元时，控制第一平衡桥开关与第二平衡桥开关互补导通，以对上母线电容的平均电压与下母线电容的平均电压进行均衡处理，其中，平衡桥单元至少包括第一平衡桥开关与第二平衡桥开关。
实施例3
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种逆变器系统，逆变器系统可以是图2所示的逆变器系统，该逆变器系统可执行上述实施例1所提供的控制逆变器的方法。
实施例4
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质中存储有计算机程序，其中，计算机程序被设置为运行时执行上述的控制逆变器的方法。
实施例5
根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种电子设备，其中，图12是根据本发明实施例的一种可选的电子设备的示意图，如图12所示，电子设备包括一个或多个处理器；存储器，用于存储一个或多个程序，当一个或多个程序被一个或多个处理器执行时，使得一个或多个处理器实现用于运行程序，其中，程序被设置为运行时执行上述的控制逆变器的方法。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可为个人计算机、服务器或者网络设备等）执行本发明各个实施例方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器（ROM，Read-Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (13)

1.一种控制逆变器的方法，其特征在于，应用于光伏电源的逆变器系统中，所述逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，所述逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元，所述母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，所述方法包括：
获取所述上母线电容所对应的平均电压，以及所述下母线电容所对应的平均电压；
计算所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；
比对所述平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；
根据所述比对结果从所述平衡桥单元及所述均压控制环路中确定目标均衡单元；
控制所述目标均衡单元对所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压进行均衡处理。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述比对结果从所述平衡桥单元及所述均压控制环路中确定目标均衡单元，包括：
在所述平均电压差值的绝对值大于第一电压阈值，并且小于或等于第二电压阈值时，开始计时，若计时时长大于预设时长时，确定所述目标均衡单元为所述均压控制环路，其中，所述计时时长为所述平均电压差值的绝对值大于所述第一电压阈值，并小于所述第二电压阈值的持续时长；
在所述平均电压差值的绝对值大于所述第二电压阈值，并且小于或等于第三电压阈值时，确定所述目标均衡单元为所述均压控制环路，其中，所述第一电压阈值小于所述第二电压阈值，所述第二电压阈值小于所述第三电压阈值；
在所述平均电压差值的绝对值大于所述第三电压阈值时，确定所述目标均衡单元为所述平衡桥单元。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述平均电压差值的绝对值小于或等于所述第一电压阈值，确定所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压处于均衡状态。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述计时时长小于或等于所述预设时长时，确定所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压处于均衡状态。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，控制所述目标均衡单元对所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压进行均衡处理，包括：
在所述目标均衡单元为所述均压控制环路时，获取所述平均电压差值以及所述均压控制环路的工作状态标识，其中，所述均压控制环路的工作状态标识表征所述均压控制环路是否处于使能状态；
根据所述平均电压差值以及所述均压控制环路的工作状态标识，确定注入所述母线电容单元的母线中点的直流电流指令值，其中，所述母线中点为所述上母线电容与所述下母线电容的公共节点；
根据所述母线电容单元的电容值、所述母线电容单元的电容电压瞬时充电时间以及所述平均电压差值，确定初始直流电流前馈指令值；
根据所述初始直流电流前馈指令值以及两相交流电流的共模分量确定均压控制调制电压指令值，其中，所述两相交流电流为流经所述母线电容单元的两相电流；
根据所述均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号；
根据所述开关控制信号调节所述逆变器中的逆变开关单元的占空比；
根据所述占空比调节所述上母线电容的平均电压和所述下母线电容的平均电压。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，根据所述平均电压差值以及所述均压控制环路的工作状态标识，确定注入所述母线电容单元的母线中点的直流电流指令值，包括：
计算所述平均电压差值与所述均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到均压控制指令值；
对所述均压控制指令值进行调整，确定注入所述母线电容单元的母线中点的直流电流指令值。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，根据所述初始直流电流前馈指令值以及两相交流电流的共模分量确定均压控制调制电压指令值，包括：
计算所述初始直流电流前馈指令值与所述均压控制环路的工作状态标识的乘积，得到目标直流电流前馈指令值；
计算所述直流电流指令值与所述目标直流电流前馈指令值之和，得到第一结果；
计算所述第一结果与所述两相交流电流的共模分量的差值，得到直流电流总指令值；
对所述直流电流总指令值进行调节，得到所述均压控制调制电压指令值。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，根据所述均压控制调制电压指令值控制调制控制器生成开关控制信号，包括：
计算所述两相交流电流的电流差值与并网电流指令值之间的差值，得到并网电流控制调制电流指令值；
对所述并网电流控制调制电流指令值进行指令调节，得到并网电流控制调制电压指令值；
计算所述并网电流控制调制电压指令值与所述均压控制调制电压指令值之和，得到第一相总调制指令；
基于所述第一相总调制指令生成对所述逆变开关单元中的第一相开关管的开关控制信号；
对所述并网电流控制调制电压指令值进行取反操作，并计算取反后的并网电流控制调制电压指令值与所述均压控制调制电压指令值之和，得到第二相总调制指令；
基于所述第二相总调节指令生成对所述逆变开关单元中的第二相开关管的开关控制信号。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，控制所述目标均衡单元对所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压进行均衡处理，包括：
在所述目标均衡单元为所述平衡桥单元时，控制第一平衡桥开关与第二平衡桥开关互补导通，以对所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压进行均衡处理，其中，所述平衡桥单元至少包括所述第一平衡桥开关与所述第二平衡桥开关。
10.一种控制逆变器的装置，其特征在于，应用于光伏电源的逆变器系统中，所述逆变器系统至少包括逆变器及均压控制环路，所述逆变器至少包括母线电容单元及平衡桥单元，所述母线电容单元至少包括上母线电容和下母线电容，所述装置包括：
电压获取模块，用于获取所述上母线电容所对应的平均电压，以及所述下母线电容所对应的平均电压；
计算模块，用于计算所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压的差值，得到平均电压差值；
比对模块，用于比对所述平均电压差值与预设电压阈值，得到比对结果；
确定模块，用于根据所述比对结果从所述平衡桥单元及所述均压控制环路中确定目标均衡单元；
均衡控制模块，用于控制所述目标均衡单元对所述上母线电容的平均电压与所述下母线电容的平均电压进行均衡处理。
11.一种逆变器系统，其特征在于，逆变器系统用于执行权利要求1至9中任意一项所述的控制逆变器的方法。
12.一种计算机可读存储介质，其特征在于，计算机可读存储介质中存储有计算机程序，其中，所述计算机程序被设置为运行时执行权利要求1至9任一项中所述的控制逆变器的方法。
13.一种电子设备，其特征在于，电子设备包括一个或多个处理器；存储器，用于存储一个或多个程序，当所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器执行时，使得所述一个或多个处理器实现用于运行程序，其中，所述程序被设置为运行时执行权利要求1至9任一项中所述的控制逆变器的方法。
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