CN115580195A - 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法 - Google Patents

基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115580195A
CN115580195A CN202211349871.5A CN202211349871A CN115580195A CN 115580195 A CN115580195 A CN 115580195A CN 202211349871 A CN202211349871 A CN 202211349871A CN 115580195 A CN115580195 A CN 115580195A
Authority
CN
China
Prior art keywords
sliding mode
current
voltage signal
axis
module
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211349871.5A
Other languages
English (en)
Inventor
谷爱昱
庞城洁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Guangdong University of Technology
Original Assignee
Guangdong University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong University of Technology filed Critical Guangdong University of Technology
Priority to CN202211349871.5A priority Critical patent/CN115580195A/zh
Publication of CN115580195A publication Critical patent/CN115580195A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H02P21/0021—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using different modes of control depending on a parameter, e.g. the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明提出一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统及控制方法，涉及电机弱磁控制的技术领域，在传统内置式永磁同步电机弱磁控制的基础上，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，将该滑模速度控制环应用于内置式永磁同步电机弱磁控制，提高了内置式永磁同步电机弱磁控制系统的鲁棒性、动态响应速度和抵抗外部干扰的能力，同时提升滑模趋近速率，抑制了系统抖振。

Description

基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统及控制方法
技术领域
本发明涉及电机弱磁控制的技术领域，更具体地，涉及一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统及控制方法。
背景技术
内置式永磁同步电动机(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor，IPMSM)具有转矩密度高、功率密度高、效率高等一系列优点，被广泛应用于电动汽车等电力传动领域。
内置式永磁同步电动机的运行控制至关重要，常用的方法如最大转矩电流比(Maximum Torque Per Ampere，MTPA)控制，适用于基速以下运行。而在要求电机高转速运行的环境下，必须采用弱磁(Flux-weakening，FW)控制策略来实现。内置式永磁同步电机在弱磁扩速过程中，速度环控制器要满足响应快、误差小、精度高、抗干扰能力强的要求。
为了满足内置式永磁同步电机弱磁控制对速度控制环的要求，学者们提出滑模控制、自适应控制、神经网络控制等方法，其中，滑模控制具有对参数变化不敏感，抗干扰能力强，鲁棒性好等优点，被广泛应用到内置式永磁同步电机的速度环设计上。但滑模控制存在状态变量趋近滑模面速度慢、抖振严重等问题，针对这一问题，许多研究人员通改进滑模趋近律来优化。如在已公开的基于滑模变结构的内置式永磁同步电机的弱磁矢量控制的文章中提出了利用滑模变结构设计速度环来提高内置式永磁同步电机的弱磁性能，速度环采用滑模控制器来代替传统PI控制器，一定程度上提高了系统响应速度和稳定性，但由于引入了滑模控制，系统的抖振严重；公开专利“变指数幂次趋近律滑模及其PMSM控制应用”中利用变指数趋近律设计滑模速度控制器，该方案虽然在一定程度上提高了滑模趋近速度，但当系统状态远离滑模面时趋近速度提高有限，不能满足永磁同步电机弱磁算法快响应要求；在公开专利“改进趋近律的内置式永磁同步电机的滑模转速控制方法”中，通过改进滑模趋近律来提高滑模速度控制器的趋近速度，但改进趋近律中引入的等速到达项，导致系统状态靠近滑模面时的系统抖振增大；在专利“一种基于新型趋近律的PMSM调速控制方法”中设计了一种新型滑模速度控制器，趋近律中引入系统状态变量和滑模函数幂次项在一定程度上提高了滑模趋近速度，但系统状态靠近滑模面时仍有较大的切换增益，系统抖振问题没有解决。
发明内容
为解决在内置式永磁同步电动机弱磁控制时，存在滑模趋近速度慢、抖振严重的问题，本发明提出一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统及控制方法，以新型的滑模趋近律设计滑模速度控制环，提高了内置式永磁同步电机弱磁控制系统的鲁棒性、动态响应速度和抵抗外部干扰的能力，同时提升滑模趋近速率，抑制了系统抖振。
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，包括：
转速检测模块，用于检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角度θ和电角速度ωe；
Clark变换模块，用于对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ；
Park变换模块，用于将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
滑模速度控制器SMC，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，并以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
MTPA控制模块，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q；
弱磁调速单元，包括弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器，弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈；弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号，并将q轴电压信号和d轴电压信号作为park逆变换模块的输入；
park逆变换模块，将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；
SVPWM模块，以静止坐标系下的电压作为输入，输出开关信号；
逆变器，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
优选地，设获取的内置式永磁同步电机的定子三相电流表示为ia，ib，ic，对定子三相电流进行Clark变换，得到：
Figure BDA0003919296040000031
将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq：
Figure BDA0003919296040000032
优选地，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，输出电机的电磁转矩Te的过程为：
建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure BDA0003919296040000033
其中，
Figure BDA0003919296040000034
为x1的导数；
Figure BDA0003919296040000035
为ωm的导数；
电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure BDA0003919296040000036
Figure BDA0003919296040000037
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure BDA0003919296040000038
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure BDA0003919296040000039
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
s＝x1+c∫0 tx1 dτ
其中，
Figure BDA00039192960400000310
为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure BDA0003919296040000041
结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure BDA0003919296040000042
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且
Figure BDA0003919296040000043
Figure BDA0003919296040000044
k、ε为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure BDA0003919296040000045
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure BDA0003919296040000046
在此，基于新型滑模趋近律来设计滑模速度控制环，其中，所设计的趋近律中引入了状态变量x1，可以根据状态变量x1的大小和系统距离滑模面s的远近，进行自适应调节趋近滑模面的速度，并且利用饱和函数代替符号函数，有利于快速跟踪给定的转速信号，削弱了系统的抖振，提高了系统的动态响应速度和鲁棒性。
优选地，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q的计算过程满足：
Figure BDA0003919296040000047
Figure BDA0003919296040000048
优选地，弱磁调速单元的弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈，输出q轴电压信号和d轴电压信号；将初始的q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块，输出弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA0003919296040000051
将
Figure BDA0003919296040000052
作为q轴电流环PI控制器的输入量，将
Figure BDA0003919296040000053
作为d轴电流环PI控制器的输入量，从而输出电压信号ud和uq；且弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA0003919296040000054
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d，将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure BDA0003919296040000055
和
Figure BDA0003919296040000056
补偿后的电压信号
Figure BDA0003919296040000057
和
Figure BDA0003919296040000058
是初始的q轴电压信号和d轴电压信号经弱磁调速单元闭环更新后的q轴电压信号和d轴电压信号，并作为下一次反馈的弱磁调速模块的输入。
优选地，在将初始的q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块时，通过：
Figure BDA0003919296040000059
Figure BDA00039192960400000510
判断内置式永磁同步电机是否需要进行弱磁调速，若是，则弱磁调速后的d、q轴电流值表示为：
Figure BDA00039192960400000511
否则，d、q轴电流不变；
其中，Usmax为电压极限值，Ismax为电流极限值，Udc为逆变器直流母线电压，θ′为弱磁调节输出角。
优选地，弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA00039192960400000512
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d的表达式为：
Figure BDA00039192960400000513
优选地，将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure BDA00039192960400000514
和
Figure BDA00039192960400000515
的表达式为：
Figure BDA00039192960400000516
park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压，表达式为：
Figure BDA0003919296040000061
其中，
Figure BDA0003919296040000062
分别为park逆变换得到静止坐标系下的电压。
本申请还提出一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制方法，所述方法包括以下步骤：
S1.获取内置式永磁同步电机的定子三相电流，检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角度θ和电角速度ωe；
S2.对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ，将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
S3.以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
S4.以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q；
S5.弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号；
S6.利用park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；
S7.以静止坐标系下的电压作为SVPWM模块的输入，输出开关信号，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
优选地，在步骤S3中，输出电机的电磁转矩Te时，建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure BDA0003919296040000063
其中，
Figure BDA0003919296040000064
为x1的导数；
Figure BDA0003919296040000065
为ωm的导数；
建立电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure BDA0003919296040000066
Figure BDA0003919296040000067
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure BDA0003919296040000071
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure BDA0003919296040000072
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
s＝x1+c∫0 tx1 dτ
其中，
Figure BDA0003919296040000073
x1为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure BDA0003919296040000074
结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure BDA0003919296040000075
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且
Figure BDA0003919296040000076
Figure BDA0003919296040000077
ε和k为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure BDA0003919296040000078
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure BDA0003919296040000079
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明提出一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统及控制方法，在传统内置式永磁同步电机弱磁控制的基础上，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，将该滑模速度控制环应用于内置式永磁同步电机弱磁控制，提高了内置式永磁同步电机弱磁控制系统的鲁棒性、动态响应速度和抵抗外部干扰的能力，同时提升滑模趋近速率，抑制了系统抖振。
附图说明
图1表示本发明实施例1中提出的IPMSM的弱磁控制系统的示意图；
图2表示本发明实施例3中提出的IPMSM的弱磁控制方法的流程示意图；
图3表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的转速示意图；
图4表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的转速示意图；
图5表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的d轴电流示意图；
图6表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的d轴电流示意图；
图7表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的q轴电流示意图；
图8表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的q轴电流示意图；
图9表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的输出转矩示意图；
图10表示本发明实施例4中提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的输出转矩示意图；
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好地说明本实施例，附图某些部位会有省略、放大或缩小，并不代表实际尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知内容说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
附图中描述位置关系的仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
实施例1
如图1所示，本实施例提出了一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，参见图1，所述系统包括：
转速检测模块，用于检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角速度ωe和电角度θ；在本实施例中，通过编码器检测机械角速度ωm、电角速度ωe和电角度θ；
Clark变换模块1，用于对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ；
Park变换模块2，用于将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
在本实施例中，设获取的内置式永磁同步电机的定子三相电流表示为ia，ib，ic，对定子三相电流进行Clark变换，得到：
Figure BDA0003919296040000091
将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq：
Figure BDA0003919296040000092
滑模速度控制器SMC，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，并以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
MTPA控制模块，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q；在此，MTPA控制模块内部基于的是MTPA策略；
其中，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q的计算过程满足：
Figure BDA0003919296040000093
Figure BDA0003919296040000094
弱磁调速单元3，参见图1，该单元包括弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器，弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈；弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号，并将q轴电压信号和d轴电压信号作为park逆变换模块的输入；
弱磁调速单元的弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈，输出q轴电压信号和d轴电压信号；设定初始的q轴电压信号和d轴电压信号，将初始的q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块，输出弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA0003919296040000101
将
Figure BDA0003919296040000102
作为q轴电流环PI控制器的输入量，将
Figure BDA0003919296040000103
作为d轴电流环PI控制器的输入量，从而输出电压信号ud和uq；且弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA0003919296040000104
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d，将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure BDA0003919296040000105
和
Figure BDA0003919296040000106
补偿后的电压信号
Figure BDA0003919296040000107
和
Figure BDA0003919296040000108
是初始的q轴电压信号和d轴电压信号经弱磁调速单元闭环更新后的q轴电压信号和d轴电压信号，并作为下一次反馈的弱磁调速模块的输入；
在将初始的q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块时，通过：
Figure BDA0003919296040000109
Figure BDA00039192960400001010
判断内置式永磁同步电机是否需要进行弱磁调速，若是，则弱磁调速后的d、q轴电流值表示为：
Figure BDA00039192960400001011
否则，d、q轴电流不变；
其中，Usmax为电压极限值，Ismax为电流极限值，Udc为逆变器直流母线电压，θ′为弱磁调节输出角。
弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure BDA00039192960400001012
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d的表达式为：
Figure BDA0003919296040000111
将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure BDA0003919296040000112
和
Figure BDA0003919296040000113
的表达式为：
Figure BDA0003919296040000114
park逆变换模块4，将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；具体过程为：
park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压，表达式为：
Figure BDA0003919296040000115
其中，
Figure BDA0003919296040000116
分别为park逆变换得到静止坐标系下的电压。
SVPWM模块，以静止坐标系下的电压作为输入，输出开关信号；
逆变器5，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
实施例2
在本实施例中，对提出的新型滑模趋近律设计的滑模速度控制环进行说明，首先建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure BDA0003919296040000117
其中，
Figure BDA0003919296040000118
为x1的导数；
Figure BDA0003919296040000119
为ωm的导数，ωm为实际的机械角速度；
建立电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure BDA00039192960400001110
Figure BDA00039192960400001111
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure BDA00039192960400001112
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure BDA0003919296040000121
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
s＝x1+c∫0 tx1 dτ
其中，
Figure BDA0003919296040000122
x1为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure BDA0003919296040000123
在典型的趋近律中，幂次趋近律为
Figure BDA0003919296040000124
其中k>0，0<a<1.通过引入幂次项|s|a使得系统状态靠近滑模面时保证了较小的切换增益，削弱了抖振，但远离滑模面时趋近速度较慢。指数趋近律为
Figure BDA0003919296040000125
其中ε，k＞0。其趋近速度较快，但靠近滑模面时抖振较大。结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure BDA0003919296040000126
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且
Figure BDA0003919296040000127
Figure BDA0003919296040000128
ε和k为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure BDA0003919296040000129
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure BDA00039192960400001210
在此，具体实施过程中，以给定机械角速度
Figure BDA00039192960400001211
和实际机械角速度ωm的差值作为输入信号，速度环输出电机的电磁转矩Te。在滑模面的设计中引入状态变量x1，可将趋近律与系统状态相关联，减小系统的稳态误差；在趋近律的设计中保留了幂次趋近律的优点，进一步引入状态变量x1和积分滑模面s，可以根据状态变量x1的大小和系统距离滑模面s的远近进行自适应调节趋近速度，最后稳定原点，减小系统的抖振，来提高系统的鲁棒性；同时采用连续饱和函数
Figure BDA0003919296040000131
代替常规趋近律中的符号函数sgn(s)，进一步减小系统的抖振。
实施例3
如图2所示，本实施例提出了一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制方法，参见图2，所述方法包括以下步骤：
S1.获取内置式永磁同步电机的定子三相电流，检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角度θ和电角速度ωe；
S2.对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ，将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
S3.以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
S4.以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q；
S5.弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号；
S6.利用park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；
S7.以静止坐标系下的电压作为SVPWM模块的输入，输出开关信号，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
在步骤S3中，输出电机的电磁转矩Te时，建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure BDA0003919296040000132
其中，
Figure BDA0003919296040000133
为x1的导数；
Figure BDA0003919296040000134
为ωm的导数；
电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure BDA0003919296040000135
Figure BDA0003919296040000136
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure BDA0003919296040000141
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure BDA0003919296040000142
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
s＝x1+c∫0 tx1 dτ
其中，
Figure BDA0003919296040000143
x1为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure BDA0003919296040000144
结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure BDA0003919296040000145
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且x1＝ω*-ω，ε和k为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure BDA0003919296040000146
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure BDA0003919296040000147
与传统滑模速度控制器相比，可以保证系统状态在远离和接近滑模面时，系统均有良好的趋近性能和抑制抖振效果，根据系统状态距离滑模面的远近可将趋近阶段分为两个阶段：远离滑模面和靠近滑模面。
(1)远离滑模面
从新型趋近律中可看出，系统状态远离滑动模态时，x1相对较大时，此时
Figure BDA0003919296040000151
趋近于0，则λ趋近于α，此时的滑模趋近律类似双幂次趋近律，双幂次趋近律的趋近速度高于指数趋近律，极大提高了滑模趋近速度，解决了常规幂次趋近律远离滑模面时趋近速度小的问题；
(2)靠近滑模面
系统状态接近滑动模态时，幂次趋近律的幂次项|s|γ保证了较小的切换增益，削弱了抖振，为了进一步抑制抖振，新型趋近律中的
Figure BDA0003919296040000152
项具有变速趋近特性，减小了切换增益，进一步削弱了抖振。
实施例4
在本实施例中，为了验证新型滑模控制器的控制效果，利用Matlab/Simulink对新型滑模控制器进行仿真分析。仿真电机参数设置为：母线电压Udc＝192V，载波时间T＝0.0001s，直轴电感Ld＝0.0002H，交轴电感Lq＝0.00047H，定子电阻Rs＝0.029Ω，转子磁链ψf＝0.062Wb，转动惯量J＝0.003kg·m2，粘性阻尼系数B＝0.0003N·m·s，极对数pn＝4，最大电压Usmax＝110.85V，最大电流Ismax＝110A，负载转矩TL为0.5s时0N·m到6N·m的阶跃，仿真时间设为2s.将传统滑模控制器弱磁方法与新型滑模控制器弱磁方法进行仿真比较。图3表示内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的转速示意图，图4表示本实施例中提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的转速示意图；永磁同步电机的转速是从0r/min逐渐上升，在1s时转速达4000r/min，电机已经进入弱磁阶段。由图3与图4的对比可以看出，按本发明提出的方法，对应的图4中有更快的响应速度，趋近过程的抖动也比传统滑模控制器小。
图5表示内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的d轴电流示意图，图6表示本实施例提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的d轴电流示意图，图7表示内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的q轴电流示意图，图8表示本实施例提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的q轴电流示意图；从图6与图5的对比、图8与图7的对比可以得出，基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的d、q轴电流波形在1.4s前就趋于平稳，比传统滑模弱磁算法响应更快；在1.4s后新型滑模弱磁算法输出的d、q轴电流波形更平滑，毛刺更少，抖振更小，稳定性更强。
图9表示内置式永磁同步电机基于传统滑模控制器弱磁控制的输出转矩示意图，图10表示本实施例4提出的内置式永磁同步电机基于本发明所提IPMSM的弱磁控制的输出转矩示意图，由图10与图9的对比可以看出，利用本实施例提出的方式，输出转矩超调量小，毛刺少，更平稳、平滑。
显然，本发明的上述实施例仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，包括：
转速检测模块，用于检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角度θ和电角速度ωe；
Clark变换模块，用于对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ；
Park变换模块，用于将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
滑模速度控制器SMC，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，并以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
MTPA控制模块，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q；
弱磁调速单元，包括弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器，弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈；弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号，并将q轴电压信号和d轴电压信号作为park逆变换模块的输入；
park逆变换模块，将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；
SVPWM模块，以静止坐标系下的电压作为输入，输出开关信号；
逆变器，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
2.根据权利要求1所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，设获取的内置式永磁同步电机的定子三相电流表示为ia，ib，ic，对定子三相电流进行Clark变换，得到：
Figure FDA0003919296030000011
将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq：
Figure FDA0003919296030000012
3.根据权利要求1所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，输出电机的电磁转矩Te的过程为：
建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure FDA0003919296030000021
其中，
Figure FDA0003919296030000022
为x1的导数；
Figure FDA0003919296030000023
为ωm的导数；
电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure FDA0003919296030000024
Figure FDA0003919296030000025
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure FDA0003919296030000026
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure FDA0003919296030000027
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
Figure FDA0003919296030000028
其中，
Figure FDA0003919296030000029
x1为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure FDA00039192960300000210
结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure FDA00039192960300000211
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且
Figure FDA0003919296030000031
ε和k为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分别为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure FDA0003919296030000032
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure FDA0003919296030000033
4.根据权利要求3所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q的计算过程满足：
Figure FDA0003919296030000034
Figure FDA0003919296030000035
5.根据权利要求4所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，弱磁调速单元的弱磁调速模块、电压前馈补偿模块及PI调节器之间构成闭环反馈，输出q轴电压信号和d轴电压信号；将初始的q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块，输出弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure FDA0003919296030000036
将
Figure FDA0003919296030000037
作为q轴电流环PI控制器的输入量，将
Figure FDA0003919296030000038
作为d轴电流环PI控制器的输入量，从而输出电压信号uq和ud；且弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure FDA0003919296030000039
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d，将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure FDA00039192960300000310
和
Figure FDA00039192960300000311
补偿后的电压信号
Figure FDA00039192960300000312
和
Figure FDA00039192960300000313
是初始的q轴电压信号和d轴电压信号经弱磁调速单元闭环更新后的q轴电压信号和d轴电压信号，并作为下一次弱磁调速模块的输入。
6.根据权利要求5所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，将q轴电压信号和d轴电压信号、电机直流电压Udc以及MTPA控制模块输出的电流给定值i′d和i′q输入弱磁调速模块时，通过：
Figure FDA0003919296030000041
Figure FDA0003919296030000042
判断内置式永磁同步电机是否需要进行弱磁调速，若是，则弱磁调速后的d、q轴电流值表示为：
Figure FDA0003919296030000043
否则，d、q轴电流不变；
其中，Usmax为电压极限值，Ismax为电流极限值，Udc为逆变器直流母线电压，θ′为弱磁调节输出角。
7.根据权利要求5所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，弱磁调速后的d、q轴电流值
Figure FDA0003919296030000044
和电角速度ωe一起输入电压前馈补偿模块，输出补偿电压信号u′q、u′d的表达式为：
Figure FDA0003919296030000045
8.根据权利要求5所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制系统，其特征在于，将电压信号ud和uq分别和补偿电压信号u′q、u′d相加得到补偿后的电压信号
Figure FDA0003919296030000046
和
Figure FDA0003919296030000047
的表达式为：
Figure FDA0003919296030000048
park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压，表达式为：
Figure FDA0003919296030000049
其中，
Figure FDA00039192960300000410
分别为park逆变换得到静止坐标系下的电压。
9.一种基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
S1.获取内置式永磁同步电机的定子三相电流，检测内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm、电角度θ和电角速度ωe；
S2.对定子三相电流进行Clark变换，得到电流iα及iβ，将电流iα及iβ进行park变换得到旋转坐标系下电流的实际值id及iq；
S3.基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，并以给定机械角速度ω* m和内置式永磁同步电机实际的机械角速度ωm的差值作为输入，输出电机的电磁转矩Te；
S4.以电磁转矩Te为输入，输出电流给定值i′d和i′q，
S5.弱磁调速单元以电流给定值i′d和i′q、电机直流电压Udc、电角速度ωe、旋转坐标系下电流的实际值id及iq作为输入，内部闭环更新q轴电压信号和d轴电压信号；
S6.利用park逆变换模块将q轴电压信号和d轴电压信号进行park逆变换，得到静止坐标系下的电压；
S7.以静止坐标系下的电压作为SVPWM模块的输入，输出开关信号，以SVPWM模块输出的开关信号控制内置式永磁同步电机的转速。
10.根据权利要求9所述的基于新型滑模控制的IPMSM弱磁控制方法，其特征在于，在步骤S3中，基于新型滑模趋近律设计滑模速度控制环，输出电机的电磁转矩Te的过程为：
建立系统的两个状态变量x1和x2：
Figure FDA0003919296030000051
其中，
Figure FDA0003919296030000052
为x1的导数；
Figure FDA0003919296030000053
为ωm的导数；
电机电磁转矩方程、电机运动方程：
Figure FDA0003919296030000054
Figure FDA0003919296030000055
其中，Ld、Lq为d，q轴电感且Ld≠Lq；Pn为极对数；
Figure FDA0003919296030000056
为永磁体磁链；id为电流d轴的分量；iq为电流q轴的分量；J为电机轴端的转动惯量；B为粘滞摩擦系数；TL为负载转矩；
结合电机电磁转矩方程、电机运动方程得到：
Figure FDA0003919296030000061
滑模速度控制器SMC的滑模面s设计为：
Figure FDA0003919296030000062
其中，
Figure FDA0003919296030000063
x1为系统的一个状态变量，c为滑模面的设计参数，且c>0；
对s求导得到：
Figure FDA0003919296030000064
结合指数趋近律和幂次趋近律，得出新型滑模速度控制器SMC的滑模趋近律：
Figure FDA0003919296030000065
其中，ε，k，α，β>0，γ>1，上式中x1为系统状态变量，且
Figure FDA0003919296030000066
ε和k为趋近律参数，s为滑模面函数；sgn(s)为符号函数；γ为滑模面绝对值的幂次系数；λ为幂次项指数，α、β分为调节λ变化速率的常数项系数；
以饱和函数代替符号函数，满足：
Figure FDA0003919296030000067
其中，σ表示很小的正常数；滑模速度控制器SMC的控制律，即电磁转矩Te：
Figure FDA0003919296030000068
CN202211349871.5A 2022-10-31 2022-10-31 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法 Pending CN115580195A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211349871.5A CN115580195A (zh) 2022-10-31 2022-10-31 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211349871.5A CN115580195A (zh) 2022-10-31 2022-10-31 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115580195A true CN115580195A (zh) 2023-01-06

Family

ID=84588988

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211349871.5A Pending CN115580195A (zh) 2022-10-31 2022-10-31 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115580195A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115987156A (zh) * 2023-01-17 2023-04-18 澄瑞电力科技（上海）有限公司 一种推进变频器的滑模控制方法及系统
CN116208035A (zh) * 2023-04-28 2023-06-02 泉州装备制造研究所 一种有刷直流电机控制方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115987156A (zh) * 2023-01-17 2023-04-18 澄瑞电力科技（上海）有限公司 一种推进变频器的滑模控制方法及系统
CN115987156B (zh) * 2023-01-17 2023-10-31 澄瑞电力科技(上海)股份公司 一种推进变频器的滑模控制方法及系统
CN116208035A (zh) * 2023-04-28 2023-06-02 泉州装备制造研究所 一种有刷直流电机控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN115580195A (zh) 基于新型滑模控制的ipmsm弱磁控制系统及控制方法
CN111884552B (zh) 基于电压反馈的永磁同步电机弱磁优化控制方法及系统
CN110138298B (zh) 一种永磁同步电机滑模控制方法
Zhang et al. Fast-super-twisting sliding mode speed loop control of permanent magnet synchronous motor based on SVM-DTC
Zhu et al. A cross coupling control strategy for dual-motor speed synchronous system based on second order global fast terminal sliding mode control
CN112865653A (zh) 一种新型变交轴电压单电流调节器弱磁控制方法
Wang et al. Second-order terminal sliding-mode speed controller for induction motor drives with nonlinear control gain
Guo et al. A fast sliding mode speed controller for PMSM based on new compound reaching law with improved sliding mode observer
Zhang et al. Time-varying disturbance observer based improved sliding mode single-loop control of PMSM drives with a hybrid reaching law
Jung et al. Adaptive loss model control for robustness and efficiency improvement of induction motor drives
CN114337426A (zh) 一种d-q轴静止坐标系下永磁同步电机偏差解耦控制方法
Wang et al. Fast High-Order Terminal Sliding-Mode Current Controller for Disturbance Compensation and Rapid Convergence in Induction Motor Drives
Zhang et al. Sliding-mode-based deadbeat predictive current control for PMSM drives
Chiang et al. Integral variable structure controller with grey prediction for synchronous reluctance motor drive
CN117691903A (zh) 基于rbf神经网络的永磁同步电机滑模控制方法
Yu et al. Composite sliding mode speed control for sinusoidal doubly salient electromagnetic machine drives using fast reaching law and disturbance compensation
Kadum New adaptive hysteresis band width control for direct torque control of induction machine drives
CN113179061B (zh) 一种基于弱磁控制的电动汽车永磁同步电机的调速方法
Wang et al. Flux-weakening fuzzy adaptive ST-SMO sensorless control algorithm for PMSM in EV
Sheng et al. Research on efficiency optimization of interior permanent magnet synchronous motor based on intelligent integrated control
Qu et al. Sliding-mode anti-disturbance speed control of permanent magnet synchronous motor based on an advanced reaching law
Kaifei et al. Fast Integral Terminal Sliding Mode Control of PMSM Based on New Sliding Mode Reaching Law
CN114400935B (zh) 基于快速有限时间控制的感应电机复合控制方法
CN111541410B (zh) 一种开绕组无刷双馈发电机直接功率控制的方法
Liwei et al. A new fuzzy logic based search control for efficiency optimization of induction motor drives

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination