CN115549480A - 具有同步整流器的隔离谐振转换器的操作方法 - Google Patents

具有同步整流器的隔离谐振转换器的操作方法 Download PDF

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Abstract

本公开的实施例涉及具有同步整流器的隔离谐振转换器的操作方法。用于以突发模式操作谐振转换器的方法(600)包含确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性(608)。所述方法包含根据所述变压器电压的所述极性确定耦合到所述变压器的所述次级绕组的第一及第二晶体管的导通/断开状态(608)。如果所述变压器电压具有第一极性(612)，那么所述方法包含通过交替地接通/关断电连接到所述变压器的初级绕组的高侧及低侧晶体管来开始突发周期。

Description

具有同步整流器的隔离谐振转换器的操作方法
技术领域
本说明书大体涉及谐振功率转换器。
背景技术
在隔离谐振功率转换器中，随着输出电流需求下降，切换频率增加以降低功率输出。然而，在低负载条件下，高切换频率导致效率下降，这是归因于在输出功率下降的同时切换损耗增加。因此，在低负载条件下，采用低功率突发模式来维持输出电压。突发模式具有突发周期，在此期间谐振转换器的初级侧上的高侧及低侧晶体管交替地接通/关断，以产生脉冲突发，以在足以对输出电容器重新充电的电平开始谐振转换器的振荡。在突发周期(称为突发间隔周期)之间，高侧及低侧晶体管被关断。
为了对次级侧上的电流进行整流，隔离谐振转换器通常包含包括一或多个晶体管的同步整流器。在以突发模式操作的轻负载条件下，次级侧上的同步整流器的晶体管可独立于初级侧上的晶体管接通/关断。为了防止通过初级侧上的电感器的电流急剧上升，希望基于同步整流器的晶体管的导通/断开状态来控制突发周期的第一脉冲的开始。
发明内容
在一个方面，一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法包含确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性。所述方法包含根据所述变压器电压的所述极性确定耦合到所述变压器的所述次级绕组的第一及第二晶体管的导通/断开状态。如果所述变压器电压具有第一极性，那么所述方法包含通过交替地接通/关断耦合到所述变压器的初级绕组的高侧及低侧晶体管来开始突发周期。
在额外方面，所述方法包含当所述第二晶体管被关断时接通所述低侧晶体管，以及在所述第二晶体管被接通之前关断所述低侧晶体管。所述方法包括：当所述第一晶体管被关断时接通所述高侧晶体管，以及在所述第一晶体管被接通之前关断所述高侧晶体管。
在额外方面，如果所述变压器电压具有第二极性，那么所述方法包含通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始而将所述谐振转换器保持在突发间隔中。
在额外方面，如果所述变压器电压处于正半循环，那么所述变压器电压具有第一极性，且如果所述变压器电压处于负半循环，那么所述变压器电压具有第二极性。
在额外方面，所述第一及第二晶体管以同步整流器配置连接到所述变压器的所述次级绕组。
在额外方面，一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法包含确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压，并将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较。如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么所述方法包含确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性。所述方法包含根据所述变压器电压的所述极性确定耦合到所述变压器的所述次级绕组的第一及第二晶体管的导通/断开状态。如果所述变压器电压具有第一极性，那么所述方法包含通过交替地接通/关断耦合到所述变压器的初级绕组的高侧及低侧晶体管来开始突发周期。所述方法包含当所述谐振转换器处于所述突发周期中时，将输出电压与过压保护阈值进行比较。所述方法包含：如果所述输出电压大于过压保护阈值，那么将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔；且如果所述输出功率小于或等于所述过压保护阈值，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始，将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。所述方法包含在产生预定数量的突发之后，将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔。
在额外方面，一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法包含确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压，并将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较。如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么所述方法包含确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性。如果所述变压器电压具有第一极性，那么所述方法包含通过交替地接通/关断电连接到所述变压器的初级绕组的晶体管来开始突发周期，及如果所述变压器电压具有第二极性，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始来将所述谐振转换器保持在突发间隔中。如果所述第一电压大于所述突发阈值电压，那么所述方法包含将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
在额外方面，一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法包含确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压，并将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较。如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么所述方法包含确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性。如果所述变压器电压具有第一极性，那么所述方法包含通过交替地接通/关断高侧及低侧晶体管来开始突发周期，其中所述高侧及低侧晶体管电连接到所述变压器的初级绕组。
附图说明
图1是实例实施例的谐振转换器的示意图。
图2是谐振转换器的突发模式操作的时序图。
图3到4是谐振转换器的波形的时序图。
图5是耦合到光反馈网络的谐振转换器的框图。
图6是谐振转换器的各种状态的状态图。
具体实施方式
图1是实例实施例的谐振转换器100的示意图。谐振转换器100包含高侧晶体管MH，其具有耦合到正电压端子104的第一端子102及耦合到切换端子108(也称为切换节点)的第二端子106。转换器100包含低侧晶体管ML，其具有耦合到切换端子108的第一端子112，并具有耦合到负输入电压端子116的第二端子114。晶体管MH及ML具有相应的寄生电容CPH及CPL。正电压端子104可耦合到输入电压Vin的正端子，而负电压端子116可耦合到输入电压Vin的负端子。
晶体管MH及ML具有相应的栅极端子120及122。第一控制器130将高侧栅极信号HS_Gate施加到栅极端子120以接通/关断MH，并将低侧栅极信号LS_Gate施加到栅极端子122以接通/关断ML。在实例实施例中，HS_Gate及LS_Gate是频率调制矩形波脉冲。
谐振转换器100可以具有突发周期及突发间隔周期的突发模式操作。在突发周期中，晶体管MH及ML以互补的方式操作，即，当MH导通时，ML断开，反之亦然，并且在突发间隔周期中，晶体管MH及ML两者都断开。
谐振转换器100具有由变压器T1的电感器Lr、电容器Cr及磁化电感Lm形成的谐振槽(tank)电路。电感器Lr可为外部电感器，或可为变压器T1的漏感。变压器T1具有初级绕组NP、两个次级绕组NS1及NS2以及辅助绕组N_AUX。电感器Lr具有耦合到切换端子108的第一端子134及耦合到初级绕组NP的第一端的第二端子136。电容器Cr具有耦合到初级绕组NP的第二端的第一端子140，并且具有耦合到负电压端子116的第二端子142。
耦合到T1的第二侧的同步整流器150对T1的次级侧上的AC电流进行整流并提供经调节输出电压Vout。同步整流器150具有第一晶体管MSR1，其具有耦合到次级绕组NS1的第一端的第一端子154及耦合到接地端子160的第二端子156。同步整流器150具有第二晶体管MSR2，其具有耦合到次级绕组NS2的第一端的第一端子164及耦合到接地端子160的第二端子166。
晶体管MSR1及MSR2具有相应的栅极端子170及174。第一同步整流器(SR)控制器178将栅极信号SR1_Gate施加到栅极端子170以接通/关断晶体管MSR1，且第二SR控制器180将栅极信号SR2_Gate施加到栅极端子174以接通/关断晶体管MSR2。次级绕组NS1及NS2具有互连以形成中心抽头的第二端，所述中心抽头还提供输出端子184，在输出端子184处提供Vout。在其它实施例中，整流器150可配置为全桥整流器。电容器Cout耦合在输出端子184与接地端子160之间，且由电阻器RL表示的负载耦合在输出端子184与接地端子160之间。接地端子160可耦合到接地电压电平。
在实例实施例中，晶体管MH是具有漏极(端子102)、源极(端子106)及栅极120的n沟道场效应晶体管(NFET)。晶体管ML是具有漏极(端子112)、源极(端子110)及栅极122的NFET。晶体管MSR1是具有漏极(端子144)、源极(端子148)及栅极158的NFET。晶体管MSR2是具有漏极(称为端子150)、源极(称为端子154)及栅极160的NFET。
谐振转换器100通过对来自变压器T1的辅助绕组N_AUX的电流进行整流来提供辅助电压供应V_AUX。辅助绕组N_AUX具有耦合到二极管D的阳极的第一端及耦合到接地端子148的第二端。电容器C1耦合在二极管D的阴极与接地端子160之间。二极管D提供整流电流用于对C1充电并维持辅助电压供应V_AUX。辅助电压供应V_AUX可向控制器130、178及180提供功率。
当MH导通及ML断开时，+Vin耦合到切换端子108。因此，电流上升通过电感器Lr并流过T1的初级绕组NP，并对电容器Cr充电。当ML导通及MH断开时，切换端子108耦合到-Vin。电容器Cr通过ML放电，使通过初级绕组NP及电感器Lr的电流方向反转。因此，在T1的核心中产生变化的磁通量，其分别诱发跨NS1、NS2及N_AUX的电压VS1、VS2及V_AUX。
当MH归因于诱发电压VS1、VS2及V_AUX的极性导通时，晶体管MSR2正向偏置，但晶体管MSR1及二极管D两者都反向偏置。因此，电流流过MSR2的内部体二极管(图1中未展示)到接地，这导致跨晶体管MSR2的电压降。响应于跨MSR2的电压降，控制器180接通MSR2，从而允许电流流过MSR2到接地。
当ML导通时，VS1、VS2及V_AUX的极性反转。因此，晶体管MSR2反向偏置，但晶体管MSR1及二极管D两者都正向偏置。因此，电流流过MSR1的内部体二极管(图1中未展示)，这导致跨晶体管MSR1的电压降。响应于跨MSR1的电压降，控制器178接通MSR1，从而允许电流流过MSR1并对电容器Cout充电。正向偏置的二极管D对流出辅助绕组N_AUX的电流进行整流，以对C1充电。
在理想条件下，当ML接通且MSR1传导时，跨变压器T1的次级绕组NS1(即端子154与184之间)的电压为Vout。因此，反射电压(Np/Ns)*Vout(Np/Ns是变压器T1的初级与次级匝数的匝数比)被施加到T1的初级绕组上(即，在端子136与140之间)。跨电感器Lr的电压为Vcr-(Np/Ns)*Vout(Vcr为跨电容器Cr的电压)。在轻负载条件下，当谐振转换器100以突发模式操作时，同步整流器控制器178及180可在突发间隔周期期间继续切换，因为控制器130、178及180的操作不同步。例如，考虑在MSR2接通之后接通ML，且在MSR2导通时接通ML。当MSR2导通时，在变压器T1的初级绕组上(即，在端子136与140之间)施加电压n*Vout。如果ML是在MSR2导通时接通，那么跨电感器Lr的电压为n*Vout+Vcr(而不是理想情况下的Vcr-n*Vout)。当突发分组的第一脉冲出现时，跨Lr的增加的电压导致通过电感器Lr的瞬态电流急剧上升。通常，当突发分组的第二脉冲出现时，控制器178及180开始正确地操作，并且此状况被去除。瞬态电流的急剧上升及随后的稳定在变压器T1及电感器Lr中引起可听见的噪声。在一些情况下，电感器Lr在第一脉冲处的瞬态电流可非常高，这可损坏ML及MSR2。
为了防止通过Lr的瞬态电流急剧上升，希望将突发分组的第一脉冲与MSR1及MSR2的状态同步。在突发分组中第一次接通ML之前，必须确保MSR2未接通。在第一脉冲之后，控制器178及180维持MSR1及MSR2的正确操作。
如果谐振转换器100的输出电流需求在操作期间下降，那么MH及ML的切换频率增加以降低输出功率。然而，在长时间的低输出电流条件(即，低负载条件)期间，所需的切换频率可变得不切实际，并且归因于切换损耗的增加及输出功率的下降而通常会导致效率下降。由于这些原因，在低负载条件下采用突发模式，在此期间，通过产生脉冲突发以在足以对输出电容器Cout重新充电的电平重新启动谐振槽电路的振荡来维持输出电压。脉冲的突发可根据供应电流以维持期望的输出电压Vout所需的最小突发大小及突发间隔以预定间隔产生。在突发周期之间，电容器Cout供应电流到负载RL。
在实例实施例中，转换器100或转换器100的一些部分可实施为半导体裸片上或IC封装上的集成电路(IC)。
图2是说明谐振转换器100的实例突发模式操作的时序图。在时间T1，突发周期开始，且控制器130产生包括多个脉冲的高侧栅极信号HS_Gate以控制高侧晶体管MH，及产生包括多个脉冲的低侧栅极信号LS_Gate以控制低侧晶体管ML。当MH接通时，切换节点108处的电压Vs被强制到正输入电平+Vin，并且当ML导通时，切换节点108处的电压Vs被强制到负输入电平-Vin。在时间T2，突发结束，且电压Vs不再由MH及ML强制到+Vin及-Vin，而是由谐振槽的振铃产生的。归因于在突发间隔周期期间谐振槽的振铃，在T1的核心中产生变化的磁通量，这诱发跨次级绕组NS1及NS2的电压。在时间T3，下一突发周期开始。虽然MH及ML在突发间隔期间(即，在T2与T3之间)不切换，但谐振槽产生振铃电流，所述振铃电流在变压器T1的核心中产生变化的磁通量。因此，跨次级绕组NS1及NS2诱发电压，这导致MSR1及MSR2的体二极管(图1中未展示)传导。在MSR1的体二极管传导时，控制器178接通MSR1，这使电流流过MSR1。当MSR1传导时，它使电流流入谐振槽，此进一步维持振铃。类似地，当MSR2的体二极管传导时，控制器180接通MSR2，这使电流流过MSR2。因此，尽管MH及ML在突发间隔周期期间两者都关断，但控制器170及180分别接通MSR1及MSR2。
因为控制器178及180在突发间隔周期期间独立于MH及ML接通/关断MSR1及MSR2，所以当下一突发分组的第一脉冲出现时，很难同步ML与MSR2的导通/断开周期及MH与MSR1的导通/断开周期。这是因为当ML接通以开始突发周期时，MSR2可归因于谐振槽电路的振铃而已经在突发间隔周期期间被控制器180接通。类似地，当MH接通时，MSR1可已经响应于谐振槽电路的振铃而在突发间隔周期期间被控制器170接通。
在实例实施例中，基于辅助电压V_AUX的极性来控制突发周期中的第一脉冲的开始。取决于MSR2及MSR1的传导状态(即，导通/断开)，当突发周期在突发间隔周期之后开始时，可对第一脉冲施加延迟。通过在突发周期中对第一脉冲的开始施加延迟，控制第一脉冲的时序。
图3是说明如何确定MSR2及MSR1的传导状态(即，导通/断开)的时序图。在时间T1，施加栅极信号LS_Gate以接通低侧晶体管ML，这使MSR1的体二极管正向偏置且传导。此效应是跨次级绕组NS1的电压VS1及跨辅助绕组的电压V_AUX两者都转变到正半循环。在时间T2，去除栅极信号LS_Gate以关断ML。在时间T3，施加栅极信号SR2_Gate以接通晶体管MSR2，并且在时间T4，去除栅极信号SR2_Gate以关断MSR2。在突发间隔期间，因为ML及MH不切换，所以电压V_AUX仅受MSR1及MSR2的切换的影响。当MSR1导通时，电压V_AUX为正，且当MSR2导通时，电压V_AUX为负。
在时间T5，再次施加栅极信号LS_Gate以接通ML，并且在时间T6，去除LS_Gate以关断ML。在T2与T5之间的间隔周期中，通过施加栅极信号HS_Gate(图3中未展示)而接通高侧晶体管MH。
在理想操作条件下，当电压VS1及V_AUX处于正半循环中时，电感器电流IL在正半循环中遵循正弦路径，且当VS1及V_AUX在负半循环中时，电感器电流IL在负半循环中遵循正弦路径。从图3可知，在理想操作条件下，在V_AUX的负半循环周期期间，由控制器180施加SR2_Gate，而在V_AUX的正半循环期间，由控制器178施加SR1_Gate。因此，V_AUX的极性指示MSR2及MSR1何时由其相应的控制器接通。因此，V_AUX的极性可用来确定MSR1或MSR2是接通还是关断。
图4是说明ML及MH的导通/断开周期如何与MSR1及MSR2的传导状态同步的时序图。考虑在时间T1，施加栅极信号LS_Gate以接通低侧晶体管ML。然而，在时间T1，跨辅助绕组的电压V_AUX处于负半循环，这指示MSR2已接通，因为正施加SR2_Gate。如果ML在MSR2导通时也接通，那么通过电感器Lr的电流IL将具有更高的尖峰，这可损坏ML及变压器T1。因此，控制器130在时间T1不施加LS_Gate。取而代之，控制器130延迟LS_Gate直到V_AUX已转变到正半循环时的时间T2，从而指示MSR2已经断开，因为Gate_SR2被去除。当控制器130在时间T2施加Gate_LS以接通ML时，电流IL在正弦路径上上升，而没有尖峰。因此，使用V_AUX的极性来安全地操作谐振转换器100。
在实例实施例中，可通过估计谐振转换器的输出功率需求来确定突发周期及突发间隔周期。图5是说明耦合到光反馈网络的谐振转换器100的框图500，所述光反馈网络向控制MH及ML的导通/断开周期的控制器130提供输出功率需求的估计。包括电阻器R1及R2的分压器耦合到输出端子184。补偿电路504具有耦合到分压器的输入506。补偿电路504接收与输出电压Vout成比例的电压。补偿电路504提供反馈信号Vfb，其是输出功率需求的估计。光隔离器508具有耦合以接收反馈信号Vfb的输入510。补偿电路504提供信号Vcomp，其是输出功率需求的估计。将Vcomp施加到控制器130。如果Vcomp为高(即，高输出功率需求)，那么控制器130增加突发周期并减小突发间隔周期，以便递送更多的输出功率。相反，如果Vcomp为低(即，低输出功率需求)，那么控制器130减小突发周期并增加突发间隔周期以减小输出功率。
图6是谐振转换器100的操作的各种状态的状态图600。状态图600展示如何基于辅助电压V_AUX的极性接通低侧开关ML。从一个状态到下一状态的转变可通过有限状态机、通用处理器、微控制器、ASIC或软件来实施。
最初，在状态604，谐振转换器100处于不产生突发的突发间隔周期中。测量或以其它方式确定表示输出功率需求的估计的电压Vcomp。可使用经由分压器耦合到输出端子170的光隔离器来测量Vcomp。将电压Vcomp与第一阈值电压(称为突发模式阈值BM_TH)进行比较。可基于目标或期望的输出电压来确定BM_TH。如果Vcomp小于BM_TH时，谐振转换器100保持在状态604，并因此保持在突发间隔周期中。如果Vcomp大于或等于BM_TH时，那么谐振转换器100转变到状态608。
在状态608中，确定辅助电压V_AUX的极性。在实例实施例中，将V_AUX与第二阈值电压(称为SR阈值SR_TH)进行比较。作为实例，SR_TH可设置在100mV，并且可使用光耦合器或分压器来测量V_AUX。如果V_AUX大于SR_TH，那么确定V_AUX处于正半循环中，这指示开关MSR2已经接通。如前文讨论，如果MSR2接通，那么接通低侧开关ML是不安全的，且因此，通过延迟下一突发周期的脉冲的开始，使谐振转换器100保持在状态608中，并且控制器130不启用LS_Gate。在预定延迟周期之后，再次将V_AUX与SR_TH进行比较。
如果V_AUX小于或等于SR_TH,那么确定V_AUX处于负半循环中，这指示MSR2关断，且因此可安全地接通ML。谐振转换器100转变到状态612，其中控制器130产生突发分组的第一脉冲(即，LS_Gate)。此后，谐振转换器100转变到状态616，其中将Vcomp与第三阈值电压(称为过压保护限制OVP_LIM)进行比较。如果Vcomp大于OVP_LIM，那么确定输出电压Vout超过过压保护限制。谐振转换器100返回到状态604，并进入突发间隔周期。
如果Vcomp小于或等于OVP_LIM，那么产生下一突发，并再次将Vcomp与OVP_LIM进行比较。重复所述过程，直到产生包括突发分组的固定数量的突发，并且此后，谐振转换器100返回到状态604。
在本说明书中，术语“耦合”可涵盖实现与本说明书一致的功能关系的连接、通信、或信号路径。而且，在本说明书中，被配置以执行任务或功能的装置可在制造时由制造商配置(例如，编程及/或硬接线)以执行所述功能，及/或可为在制造之后可由用户配置(或可重新配置)以执行所述功能及/或其它额外或替代功能。配置可为通过装置的固件及/或软件编程、通过装置的硬件组件及互连的构造及/或布局，或其组合。此外，在本说明书中，包含某些组件的电路或装置可代替地适于耦合到所述组件以形成所描述的电路系统或装置。举例来说，描述为包含一或多个半导体元件(例如晶体管)、一或多个无源元件(例如电阻器、电容器及/或电感器)及/或一或多个源(例如电压及/或电流源)的结构可代替地仅包含单个物理装置(例如半导体裸片及/或集成电路(IC)封装)内的半导体元件，且可适于耦合到至少一些无源元件及/或源以在制造时或制造之后例如由终端用户及/或第三方形成所描述的结构。
如本文中使用，术语“端子”、“节点”、“互连”及“引脚”是可互换使用的。除非另外相反的明确声明，否则这些术语通常用于意味着装置元件、电路元件、集成电路、装置或其它电子器件或半导体组件之间的互连或其终点。
虽然某些组件可在本文描述为属于特定工艺技术，但这些组件可被交换为其它工艺技术的组件。本文中描述的电路可重新配置以包含更换组件以提供至少部分类似于组件更换之前可用的功能性的功能性。除非另外声明，否则展示为电阻器的组件通常表示串联及/或并联耦合以提供由所展示的电阻器表示的阻抗量的任一或多个元件。举例来说，本文中展示并描述为单个组件的电阻器或电容器可代替地分别为串联或并联耦合于与单个电阻器或电容器相同的两个节点之间的多个电阻器或电容器。同样地，本说明书中的短语“接地端子”的使用包含可应用于或适用于本说明书的教示的底座接地、地面接地、浮动接地、虚拟接地、数字接地、共同接地及/或任何其它形式的接地连接。除非另外声明，否则前面有“大约”、“约”或“大体上”的值意味着所述值的+/-10％。
在所描述实施例中，修改是可能的，且在权利要求书的范围内，其它实施例是可能的。

Claims (16)

1.一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法，所述方法包括：
确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性；
根据所述变压器电压的所述极性确定耦合到所述变压器的所述次级绕组的第一及第二晶体管的导通/断开状态；及
如果所述变压器电压具有第一极性，那么通过交替地接通/关断耦合到所述变压器的初级绕组的高侧及低侧晶体管来开始突发周期。
2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：
当所述第二晶体管关断时接通所述低侧晶体管，及在所述第二晶体管接通之前关断所述低侧晶体管；及
当所述第一晶体管关断时接通所述高侧晶体管，及在所述第一晶体管接通前关断所述高侧晶体管。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述变压器电压具有第二极性，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始，将所述谐振转换器保持在突发间隔中，其中所述高侧及低侧晶体管在所述突发间隔周期中关断。
4.根据权利要求1所述的方法，其中如果所述变压器电压处于正半循环中，那么所述变压器电压具有第一极性，且如果所述变压器电压处于负半循环中，那么所述变压器电压具有第二极性。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一及第二晶体管以同步整流器配置连接到所述变压器的所述次级绕组。
6.一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法，所述方法包括：
确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压；
将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较；
如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性；
根据所述变压器电压的所述极性确定耦合到所述变压器的所述次级绕组的第一及第二晶体管的导通/断开状态；及
如果所述变压器电压具有第一极性，那么通过交替地接通/关断电连接到所述变压器的初级绕组的高侧及低侧晶体管来开始突发周期。
7.根据权利要求6所述的方法，其中如果所述变压器电压具有第二极性，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始而将所述谐振转换器保持在突发间隔中。
8.根据权利要求6所述的方法，其中如果所述第一电压大于所述突发阈值电压，那么将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
9.根据权利要求6所述的方法，其进一步包括：
当所述谐振转换器处于所述突发周期中时，将输出电压与过压保护阈值进行比较；
如果所述输出电压大于所述过压保护阈值，那么将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔；及
如果所述输出功率小于或等于所述过压保护阈值，那么将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
10.根据权利要求6所述的方法，其进一步包括在产生预定数量的突发之后，将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔。
11.一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法，所述方法包括：
确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压；
将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较；
如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性；
如果所述变压器电压具有第一极性，那么通过交替地接通/关断电连接到所述变压器的初级绕组的晶体管来开始突发周期；
如果所述变压器电压具有第二极性，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始而将所述谐振转换器保持在突发间隔中；及
如果所述第一电压大于所述突发阈值电压，那么将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述晶体管是低侧晶体管。
13.根据权利要求11所述的方法，其中如果所述变压器电压处于正半循环中，那么所述变压器电压具有第一极性，且如果所述变压器电压处于负半循环中，那么所述变压器电压具有第二极性。
14.一种用于以突发模式操作谐振转换器的方法，所述方法包括：
确定表示由所述谐振转换器递送的输出功率的第一电压；
将所述第一电压与表示目标输出功率的突发阈值电压进行比较；
如果所述第一电压小于所述突发阈值电压，那么确定跨变压器的次级绕组的变压器电压的极性；
如果所述变压器电压具有第一极性，那么通过交替地接通/关断高侧及低侧晶体管来开始突发周期，其中所述高侧及低侧晶体管电连接到所述变压器的初级绕组；
如果所述变压器电压具有第二极性，那么通过延迟所述突发周期的第一脉冲的开始而将所述谐振转换器保持在突发间隔中；及
如果所述第一电压大于所述突发阈值电压，那么将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
15.根据权利要求14所述的方法，其进一步包括：
当所述谐振转换器处于所述突发周期中时，将输出电压与过压保护阈值进行比较；
如果所述输出电压大于所述过压保护阈值，那么将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔；及
如果所述输出功率小于或等于所述过压保护阈值，那么将所述谐振转换器保持在所述突发间隔中。
16.根据权利要求14所述的方法，其进一步包括在产生预定数量的突发之后，将所述谐振转换器从所述突发周期转变到所述突发间隔。
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