CN115441793A - 一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法 - Google Patents

一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，可应用于基于空间矢量控制的、无位置传感器的PMSM驱动系统上，为大转矩、无回摆起动提供了必要的转子初始位置信息。该方法基本原理：与传统高频注入初始位置等检测方法相比，该方法简化了检测过程；另外，该方法通过单次同步采样的电流，即可准确计算出磁极轴向的角度，无需进行多个电压矢量的调制，并彻底消除了控制误差的影响通过利用电机凸极效应对电流响应的影响，确认磁极轴向位置，分三次对PMSM的各相定子绕组单独施加大小相等的电压，利用单次同步采样的电流，即可准确计算出磁极轴向的角度，由于无需进行多个电压矢量的调制，大大简化了检测过程，并彻底消除了控制误差的影响。

Description

一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法
技术领域
本发明永磁电机技术领域，特别涉及一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法。
背景技术
为了保证PMSM无位置传感器控制系统拥有大转矩、无回摆的起动特性，其驱动系统应该具备检测转子初始位置的功能。
现有PMSM转子初始位置估算方法有高频注入法，形式多种多样，过程都是将转子位置信号从高频电流信号中解耦出来，问题在于解耦过程的复杂性和延时，不易实现。
也有一些文献采用脉冲电压法进行转子位置辨识，比如一种简便易行的矢量注入辨识方法，其原理是凸极性的永磁同步电机在定子各个方向上的电感不同，d轴电感最小，q轴电感最大，其余位置的电感介于中间，在各个方向施加相同大小的电压矢量时，虽然最终的稳态电流都相同，但电流上升速度不同，其中d轴电流上升最快，q轴电流上升最慢，其余位置电流上升速度介于中间，在电气角度360°的范围内等间隔施加m个电压矢量，得到m个电流上升曲线，则电流上升速度最快的方向为d轴，该文献中采用m=12，即辨识精度为30°，该方法原理清晰，简便易行。
其缺点在于：首先，由于在m个方向上施加小幅值、长时间的电压矢量，受死区时间影响较大，且由于在不同位置上死区时间的影响不同，因此需要分别作精确补偿，第二，m的取值不能过大，否则由于相邻位置电流的上升速度差别过小，难以精确判断位置，第三，该方法的精度为360°/m，在有些场合下不能满足精度需求，因此我们做出改进，提出一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，此方法简化了检测过程，另外该方法通过单次同步采样的电流，即可准确计算出磁极轴向的角度，无需进行多个电压矢量的调制，消除了控制误差的影响通过利用电机凸极效应对电流响应的影响，从而确认磁极轴向位置。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，所述方法包括分相注入脉冲电压的方法和步骤：通过三相逆变器主电路，依次按照以下方法和步骤分相注入电机定子三相绕组端子A、B、C：
步骤一，所述A相上桥臂开关管AH为PWM模式，且施加占空比为2.6%的斩波，开关管BL导通，开关管AL、BH、CH、CL的顺序进行关断，封锁C相，输出脉宽调制直流电压Uab；再持续一定时间Tdly为6ms，测量A相或B相的电流大小i ab，最后关闭AH，导通AL，这样电机三相A、B端子电压为0，使桥臂上的电流iab衰减至0；
步骤二，所述B相上桥臂开关管BH为PWM模式，且施加占空比为2.6%的斩波，开关管CL导通，开关管AH、AL、BL、CH的顺序进行关断，封锁A相，输出脉宽调制直流电压U bc，再持续一定时间Tdly为6ms，测量B相或C相的电流大小i bc，最后关闭BH，导通BL，这样电机三相B、C端子电压为0，使桥臂上的电流i bc衰减至0；
步骤三，所述C相上桥臂开关管CH为PWM模式，且施加占空比为2.6%的斩波、开关管AL导通，AH、BH、BL、CL的顺序进行开关管关断，封锁B相，输出脉宽调制直流电压U ca，再持续一定时间Tdly为6ms，测量C相或A相的电流大小i ca，最后关闭CH，导通CL，这样电机三相C、A端子电压为0，使桥臂上的电流i ca衰减至0。
优选的，利用所述单次同步采样的响应电流，即可准确计算出磁极轴向角度2θ`通过特定等式利用反正切求解2θ`范围为[0,π]，即θ`范围为[0，π/2]，但是，实际的转子轴向位置角度范围在[0，π]，可依据正、负极性组合，将2θ`扩展[0,2π]，使估算θ`满足实际的轴向角度范围[0，π]，从而确定转子轴向位置角度θ`。
优选的，通过所述转子轴向角度θ`上，在θ`和θ`＋π方向上施加较大幅值占空比8%矢量电压，持续一定时间Tdly为6ms，并对加压后的响应电流进行多点采样，且做累加积分计算，数值较大的对应转子轴向N极，即为转子初始位置角。
优选的，可以兼容绕组Y型和Δ型接线方式，当接线方式为Δ型时，只需要将权利3估算的转子初始位置角角度减去π/6。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明通过利用电机凸极效应对电流响应的影响，确认磁极轴向位置，分三次对PMSM的各相定子绕组单独施加大小相等的电压，利用单次同步采样的电流，即可准确计算出磁极轴向的角度，由于无需进行多个电压矢量的调制，大大简化了检测过程，并彻底消除了控制误差的影响。
2、本发明在磁极轴的正反方向上施加较大幅值电压矢量，利用铁芯磁饱和特性对电流响应的影响，分辨转子磁极极性，确认转子位置。根据磁饱和效应可知，当d轴电流为正时，转子磁极处于增磁状态，电流上升较快；当d轴电流为负时，转子磁极处于去磁状态，电流上升较慢，因此，加压后对响应电流进行多点采样并做积分计算，数值较大的对应转子N极。
3、本发明利用电机定子绕组Y型和Δ型两种接线方式，形成基准电压矢量相差π/6的关系，可使该方法兼容这两种电机接线方式，与传统高频注入初始位置等检测方法相比，该方法简化了检测过程。
附图说明
图1：三相逆变器主电路；
图2：Uab相注入示意图；
图3a：Y型接线方式时基准电压矢量形成的定子磁场方向；
图3b：Δ型接线方式时基准电压矢量形成的定子磁场方向；
图4：A相自感Laa随转子轴向位置角θ`变化曲线；
图5：A、 B相绕组间互感Mab随转子轴向位置角θ`变化曲线；
图6：Y型接线电流方向规定；
图7：相间响应电流iab随时间变化曲线；
图8：Δ型接线的电流正方向规定；
图9：分相注入法算法流程图；
图10a：tDly =6ms、Duty =2.6%，转子位置0°相间电流变化曲线；
图10b：tDly =6ms、Duty =2.6%，转子位置0°位置估算
图11a：tDly =6ms、Duty =2.6%，转子位置60°相间电流变化曲线；
图11b：tDly =6ms、Duty =2.6%，转子位置60°位置估算；
图12a：tDly =6ms、Duty =2.6% 不同位置下位置估算；
图12b：tDly =4ms、Duty =3.8% 不同位置下位置估算。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1-12b，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明中：无需进行多个电压矢量激励、无需考虑电流采样滤波带来的影响、无需考虑死区补偿的精确电压矢量控制，大大简化了估算的过程，且消除了控制误差的影响，提高了估算的精度，该方法主要包括四部分内容：分相注入方法和步骤、转子磁极轴向角度估算、转子轴向N极判断（即转子初始位置角）、电机绕组Y型和Δ型接线方式兼容。
本发明中：第一步为，分相注入方法和步骤：通过三相逆变器主电路，向定子绕组注入一定占空比Duty脉宽斩波调制电压U ab（如图2所示），持续时间T dly后，采样电流i ab，然后U ab电压保持为0，直至iab衰减为0，退出Uab相注入，同样方法继续施加电压Ubc、Uca,并记录相应的响应电流iab，iab，该分相注入法，施加电压矢量占空比Duty一致，电压持续时间tDly一致，利用三相逆变主电路对称性，可消除控制误差。
第二步转子磁极轴向角度的估算，所述磁极轴向角度的估算第一点为定子绕组接线方式与基准电压矢量方向定义：
所述计算磁极轴向角度
Figure 664532DEST_PATH_IMAGE001
公式为：
Figure 378410DEST_PATH_IMAGE002
（1）
另外2θ`范围可以依据1⁄iab-1⁄ica，2⁄ibc-1⁄iab (-1)⁄ica的正、负极性进行组合，三相逆变器桥臂上有8种开关管开关状态，与电机定子绕组接线方式相结合，可以形成了6个具有空间方向的电压矢量和2个零电压基准矢量，当采用SVPWM电压控制，变频器主电路三相桥臂与定子绕组接线方式结合，通过这些基准电压矢量合成任意方向的电压矢量，从而形成所需的定子磁场；定子绕组接线有Y型和Δ型两种方式，不同接线方式基准电压矢量形成的定子磁场方向也不同（如图3a、3b所示），Y型接线时，基准电压矢量所形成的定子磁场与A相绕组轴向保持一致，故θ = θ'；Δ型接线时，基准电压矢量所形成的定子磁场滞后A相绕组30°，故θ = θ'−30°；
本发明中：磁极轴向角度的估算的第二点为定子绕组自感与转子轴向位置角关系确定：对于PMSM定子绕组，忽略气隙磁场存在的高次谐波影响，只考虑基波磁场时定子绕组自感与转子轴向位置角变化情况；
A相绕组自感情况。当转子轴向N极与A相绕组轴线重合时，转子轴向位置角θ`=0°或θ`=π时，A相自感达到最大值，设该最大值为
Figure 892568DEST_PATH_IMAGE003
；当转子轴向N极与A相绕组轴线垂直时，转子轴向位置角θ`=π/2或θ`=3π/2时，A相自感达到最小值，设该最大值为
Figure 84515DEST_PATH_IMAGE003
；
A相自感
Figure 633308DEST_PATH_IMAGE004
随转子轴向位置角θ`变化公式为：
Figure 455770DEST_PATH_IMAGE005
其中
Figure 519541DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 452862DEST_PATH_IMAGE007
的值分别为：
Figure 167746DEST_PATH_IMAGE008
（2）
Figure 895531DEST_PATH_IMAGE009
（3）
A相自感
Figure 446598DEST_PATH_IMAGE004
随转子轴向位置角θ`变化曲线如图（4）所示。
同理：B相自感
Figure 918031DEST_PATH_IMAGE010
、C相自感
Figure 441416DEST_PATH_IMAGE011
随转子轴向位置角θ`变化公式分别为：
Figure 667998DEST_PATH_IMAGE012
Figure 644044DEST_PATH_IMAGE013
忽略气隙磁场存在的高次谐波影响，只考虑基波磁场时定子绕组互感与转子轴向位置角变化情况。
A相和B相绕组间互感
Figure 715905DEST_PATH_IMAGE014
随转子轴向位置角θ`变化的公式为：
Figure 93797DEST_PATH_IMAGE015
Figure 976433DEST_PATH_IMAGE016
Figure 439776DEST_PATH_IMAGE017
A、 B相绕组间互感
Figure 518590DEST_PATH_IMAGE014
随转子轴向位置角θ`变化曲线如图5所示。
同理，B、 C相绕组间互感
Figure 813305DEST_PATH_IMAGE018
、C、 A相绕组间互感
Figure 319373DEST_PATH_IMAGE019
随转子轴向位置角θ`变化的公式为：
Figure 66749DEST_PATH_IMAGE018
Figure 683675DEST_PATH_IMAGE020
Figure 832897DEST_PATH_IMAGE019
Figure 509866DEST_PATH_IMAGE021
电机绕组采用Y型接线时轴向位置估算，响应电流值与相间电感的关系。
对于Y型接线电流方向规定如图6所示；
当注入脉冲电压Uab时，AL/BH/CH/CL开关管关断、BL开关管导通、AH开关管斩波控制，三相逆变主电路A、B相输出端子，输出一定的脉宽调制直流电压Uab；
此时，电机A相绕组和B相绕组反向串联通电，C相绕组浮空断开，由于绕走空间分布，脉宽调制直流电压Uab也就具有空间矢量属性；
当电压矢量Uab施加在A相和B相绕组之间，各相电流间关系为：
Figure 993806DEST_PATH_IMAGE022
(9)
电压矢量Uab与电流、电感关系为：
Figure 148844DEST_PATH_IMAGE023
(10)
将（9）代入（10），化简
Figure 621413DEST_PATH_IMAGE024
(11)
故Y型接线下的A与B相间电感
Figure 531600DEST_PATH_IMAGE025
与电阻
Figure 191252DEST_PATH_IMAGE026
分别为：
Figure 212297DEST_PATH_IMAGE027
(12)
Figure 8215DEST_PATH_IMAGE028
(13)
电压矢量Uab相当于加在电阻
Figure 89304DEST_PATH_IMAGE026
和电感
Figure 236251DEST_PATH_IMAGE025
串联的一阶阻抗电路两端电流响应
Figure 264250DEST_PATH_IMAGE029
的表达式为：
Figure 993303DEST_PATH_IMAGE030
(14)
相间响应电流
Figure 917396DEST_PATH_IMAGE029
随时间变化曲线，如图7所示；
由一阶电路特性可知，稳态电流
Figure 613957DEST_PATH_IMAGE031
=
Figure 914488DEST_PATH_IMAGE032
/
Figure 12894DEST_PATH_IMAGE026
，当
Figure 107889DEST_PATH_IMAGE033
大约升至稳态电流0.632*
Figure 495008DEST_PATH_IMAGE031
时，用时：
Figure 661547DEST_PATH_IMAGE034
=
Figure 286564DEST_PATH_IMAGE025
/
Figure 129624DEST_PATH_IMAGE035
(15)
当时间t <
Figure 472880DEST_PATH_IMAGE034
，较小时：
Figure 443110DEST_PATH_IMAGE036
(16)
因此将等式（16）代入等式（14），可化简为：
Figure 453792DEST_PATH_IMAGE037
(17)
可知，当t较小时，当相间电压
Figure 156169DEST_PATH_IMAGE032
大小一定时
Figure 49038DEST_PATH_IMAGE029
与相间电感
Figure 495063DEST_PATH_IMAGE025
有关，与相间电阻
Figure 156989DEST_PATH_IMAGE026
无关。
同理，当施加电压矢量
Figure 30267DEST_PATH_IMAGE038
、封锁A相，以及施加电压矢量
Figure 613695DEST_PATH_IMAGE039
、封锁B相时，相间电感表达式：
Figure 410881DEST_PATH_IMAGE040
(18)
Figure 130575DEST_PATH_IMAGE041
(19)
以及推导出
Figure 237071DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 42216DEST_PATH_IMAGE043
与相间电感关系：
Figure 892360DEST_PATH_IMAGE044
(20)
Figure 732140DEST_PATH_IMAGE045
(21)
其中：
Figure 947221DEST_PATH_IMAGE046
(22)
响应电流值与转子轴向位置角关系
将等式（1）、（4）、（6）代入等式（12）化简
Figure 36400DEST_PATH_IMAGE027
= 3
Figure 627918DEST_PATH_IMAGE047
(23)
同理，将等式（4）、（5）、（7）代入等式（18）化简：
Figure 368210DEST_PATH_IMAGE040
= 3
Figure 754192DEST_PATH_IMAGE048
(24)
同理，将等式（5）、（1）、（8）代入等式（19）化简：
Figure 596246DEST_PATH_IMAGE041
= 3
Figure 991455DEST_PATH_IMAGE049
(25)
由上述推导等式（23）、（24）、（25）可知：相间电感与转子轴向位置角相关，且周期为π，即θ'角每变化180°，相间电感变化一个周期。
设
Figure 274669DEST_PATH_IMAGE032
、
Figure 159449DEST_PATH_IMAGE038
Figure 160903DEST_PATH_IMAGE050
导通占空比均为Duty，直流母线电压
Figure 156540DEST_PATH_IMAGE051
，且电流上升时间均为Tdly。
则由等式（17）响应电流变化的大小与相间电感关系，以及等式（23）相间电感与转子轴向位置角关系，得到Tdly时刻相间电流大小为：
Figure 294261DEST_PATH_IMAGE052
(26)
同理，由（20）以及（24）可知：
Figure 100674DEST_PATH_IMAGE053
(27)
同理，由（21）以及（25）可知：
Figure 855003DEST_PATH_IMAGE054
(28)
可知三组相间电流均含有转子轴向位置角θ`信息，可由（26）、（27）、（28）求解出来θ`。
Figure 326436DEST_PATH_IMAGE055
(29)
Figure 646559DEST_PATH_IMAGE056
(30)
故转子轴向角度与响应电流变化的关系为：
Figure 810824DEST_PATH_IMAGE057
(31)
实际的转子轴向位置角θ`范围[0,π]，而等式（31）反正切函数求解2θ`范围为[0,π]、即θ`范围为[0,π⁄2]。
因此还需要通过(29)和（30）正负判断2θ`所在象限如下表（1），将2θ`取值范围扩大至[0,2π]，使求得θ`范围扩至[0,π]，符合实际转子轴向位置角度的范围。
表（1）转子轴向位置角θ`象限判断
Figure 583608DEST_PATH_IMAGE058
需要说明的是(29)、(30)在判断Sin2θ`、以及Cos2θ`时，要注意
Figure 858731DEST_PATH_IMAGE007
的正负判断。重写2.2章节
Figure 298940DEST_PATH_IMAGE007
定义公式（3）：
Figure 634106DEST_PATH_IMAGE059
由内嵌式PMSM知道，转子磁极轴向有永磁体，由于永磁体磁导率接近空气，因此磁极轴向上的等效气隙长度增加，磁导率小，电感较小；磁极轴向正交方向没有永磁体，而是导磁材料，磁导率大，电感较大，所以，上述关于
Figure 97449DEST_PATH_IMAGE007
的等式中
Figure 222268DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 454667DEST_PATH_IMAGE060
大小关系为：
Figure 757472DEST_PATH_IMAGE061
<
Figure 708110DEST_PATH_IMAGE060
(32)
因此
Figure 387353DEST_PATH_IMAGE007
符号为负，所以等式（29）中的Sin2θ`极性与
Figure 739837DEST_PATH_IMAGE062
符号相等，等式（30）中的cos2θ`极性与
Figure 416806DEST_PATH_IMAGE063
相同。
所以转子轴向位置角θ`象限判断，可依据相间响应电流来判度，如表2。
表2
Figure 651479DEST_PATH_IMAGE064
至此，可依据等式（31）、表（2），通过检测分相注入的响应电流大小，估算出Y型接线时转子轴向位置角度θ`。
其中Δ型接线时响应电流值与转子轴向磁极位置关系:
响应电流值与相间电感的关系
对于Δ型接线的电流正方向规定如图8所示。
当注入脉冲电压Uab时，AL/BH/CH/CL开关管关断、BL开关管导通、AH开关管斩波控制，三相逆变主电路A、B相输出端子，输出一定方向的电压矢量Uab。
此时，电机B相绕组和C相绕组串联，再反向与A相绕组并联，各相电流关系为：
Figure 806516DEST_PATH_IMAGE065
(33)
从A相支路来看，电压矢量Uab与电流和电感关系为：
Figure 826556DEST_PATH_IMAGE066
Figure 408847DEST_PATH_IMAGE067
(34)
从B、C相串联支路来看，电压矢量U_ab与电流和电感关系为：
Figure 334078DEST_PATH_IMAGE068
+
Figure 355124DEST_PATH_IMAGE069
Figure 416620DEST_PATH_IMAGE067
(35)
由（33）和（34）约去
Figure 497709DEST_PATH_IMAGE070
，并化简，可得到
Figure 644656DEST_PATH_IMAGE032
和
Figure 203814DEST_PATH_IMAGE029
关系式为：
Figure 119817DEST_PATH_IMAGE071
(36)
因此，Δ型接线时，施加
Figure 575069DEST_PATH_IMAGE032
时，两端间电感
Figure 520897DEST_PATH_IMAGE025
与
Figure 821429DEST_PATH_IMAGE026
分别为：
Figure 654256DEST_PATH_IMAGE072
(37)
Figure 14830DEST_PATH_IMAGE073
(38)
其中：
Figure 198686DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 302909DEST_PATH_IMAGE014
、
Figure 193504DEST_PATH_IMAGE019
、R参照上述定子绕组自感与转子轴向位置角关系定义。
同理，当施加电压矢量
Figure 787297DEST_PATH_IMAGE074
、封锁A相，和施加电压矢量
Figure 130553DEST_PATH_IMAGE050
、封锁B相时，相间电感
Figure 851516DEST_PATH_IMAGE075
和
Figure 596618DEST_PATH_IMAGE076
可得：
Figure 361312DEST_PATH_IMAGE077
(39)
Figure 191864DEST_PATH_IMAGE078
(40)
相间电阻
Figure 434627DEST_PATH_IMAGE079
和
Figure 299815DEST_PATH_IMAGE080
为：
Figure 438672DEST_PATH_IMAGE081
(41)
Figure 818838DEST_PATH_IMAGE082
(42)
与上述分析Y型接线分析相同，电压矢量Uab相当于加在电阻
Figure 802974DEST_PATH_IMAGE026
和电感
Figure 834253DEST_PATH_IMAGE025
串联的一阶电路两端，电流响应
Figure 878432DEST_PATH_IMAGE029
的表达式为：
Figure 745894DEST_PATH_IMAGE083
(43)
同理，可得电流响应
Figure 533722DEST_PATH_IMAGE042
Figure 170239DEST_PATH_IMAGE043
的表达式为：
Figure 650899DEST_PATH_IMAGE084
(44)
Figure 677761DEST_PATH_IMAGE085
(45)
其中响应电流值与转子轴向位置角关系为：
将定子绕组的自感和互感等式代入等式（37），有：
Figure 331596DEST_PATH_IMAGE086
=
Figure 760304DEST_PATH_IMAGE087
(46)
Figure 959335DEST_PATH_IMAGE088
=
Figure 739072DEST_PATH_IMAGE089
π) (47)
Figure 134281DEST_PATH_IMAGE090
=
Figure 479812DEST_PATH_IMAGE091
π) (48)
设直流母线电压为
Figure 302275DEST_PATH_IMAGE092
，
Figure 366046DEST_PATH_IMAGE032
、
Figure 33787DEST_PATH_IMAGE074
、
Figure 702666DEST_PATH_IMAGE050
的占空比均为Duty，且电流上升时间均为
Figure 961609DEST_PATH_IMAGE093
，足够小。
将（46）代入（43）则
Figure 247097DEST_PATH_IMAGE093
时刻，相间响应电流
Figure 249688DEST_PATH_IMAGE029
的大小为：
Figure 299639DEST_PATH_IMAGE094
(49)
将（47）代入（44）则
Figure 463904DEST_PATH_IMAGE093
时刻，相间响应电流
Figure 705529DEST_PATH_IMAGE042
的大小为：
Figure 777390DEST_PATH_IMAGE095
(50)
将（48）代入（45）则
Figure 952020DEST_PATH_IMAGE093
时刻，相间响应电流
Figure 287186DEST_PATH_IMAGE043
的大小为：
Figure 750529DEST_PATH_IMAGE096
(51)
再根据（49）、（50）、（51）相间电流与轴向角度表达式，可将转子轴向角度θ`求解出来。
Figure 891660DEST_PATH_IMAGE097
(52)
Figure 124058DEST_PATH_IMAGE098
(53)
故转子轴向角度与响应电流变化的关系为：
Figure 177596DEST_PATH_IMAGE057
(54)
对比（54）和（31）等式，可知无论定子绕组接线是Y型还是Δ型，转子轴向角度公式一致，所以可以参考Y型接线转子轴向位置角度θ`方法。
转子轴向N极判断：
在上述转子轴向位置角度θ`估算的基础上，需要进一步确定转子轴向N极，即转子初始位置角度。
分别计算和施加合成电压矢量
Figure 128234DEST_PATH_IMAGE099
和
Figure 10740DEST_PATH_IMAGE100
，得到电流矢
Figure 159961DEST_PATH_IMAGE101
和
Figure 571351DEST_PATH_IMAGE102
。根据磁饱和效应可知，当轴向N极电流为正时，转子磁极处于增磁状态，电流上升较快；当d轴电流为负时，转子磁极处于去磁状态，电流上升较慢。因此
Figure 806023DEST_PATH_IMAGE101
和
Figure 226640DEST_PATH_IMAGE102
中值较大的一个，其所对应的角度即为转子初始位置角度。
因为转子轴向正负方向施加电压矢量，不会对转子产生旋转力矩，所以为了提高算法可靠性，可以采取以下两种措施放大
Figure 230369DEST_PATH_IMAGE101
和
Figure 343818DEST_PATH_IMAGE102
的差异性：
提高施加电压幅值，使响应电流变大；另外，从施加电压时刻开始到
Figure 3470DEST_PATH_IMAGE093
时刻，对响应电流进行累加积分，进一步放大
Figure 273783DEST_PATH_IMAGE101
和
Figure 335280DEST_PATH_IMAGE102
差异性，提高判断可靠性。
电机绕组Y型和Δ型接线方式兼容：
由定子绕组接线方式与转子位置定义可知：
电机绕组接线Y型时，基准电压矢量所形成定子磁场滞后A相绕组一致，所以根据上述估算转子轴向N极的角度，即为转子初始位置角度。
电机绕组接线Δ型时，基准电压矢量所形成定子磁场滞后A相绕组π/6。
故Δ型接线时，可在转子轴向位置角角度θ`估算的基础上减去π/6，分别计算和施加合成电压矢量
Figure 416368DEST_PATH_IMAGE103
和
Figure 563316DEST_PATH_IMAGE104
，得到电流矢量
Figure 325735DEST_PATH_IMAGE105
和
Figure 304056DEST_PATH_IMAGE106
，同Y型时分析一样，取值较大的一个，其所对应的角度即为转子初始位置角度。
具体使用时，第一步：利用电机凸极效应对电流响应的影响，确认磁极轴向位置，分三次对PMSM的各相定子绕组单独施加大小相等的电压，利用单次同步采样的电流，即可准确计算出磁极轴向的角度。由于无需进行多个电压矢量的调制，大大简化了检测过程，并彻底消除了控制误差的影响。
第二步：在磁极轴的正反方向上施加较大幅值电压矢量，利用铁芯磁饱和特性对电流响应的影响，分辨转子磁极极性，确认转子位置。根据磁饱和效应可知，当d轴电流为正时，转子磁极处于增磁状态，电流上升较快；当d轴电流为负时，转子磁极处于去磁状态，电流上升较慢。因此，加压后对响应电流进行多点采样并做积分计算，数值较大的对应转子N极。
第三步：利用电机定子绕组Y型和Δ型两种接线方式，形成基准电压矢量相差π/6的关系，可使该方法兼容这两种电机接线方式。
硬件平台：
本发明提出的方法是以三相逆变器为硬件平台，主控芯片采用瑞萨SH7137系列芯片，它有PWM发生功能、A/D采样等模块，控制程序采用C语言编写，在瑞萨芯片专用的High-performance Embedded Workshop集成环境中进行程序的编译与调试，逆变器的开关管驱动电路将主控芯片输出的PWM信号幅值、功率放大，适配输入到逆变器主电路IGBT开关管上，逆变器开关频率为5Khz，电流采样12为A/D转换，分辨率为1/128A。
试验电机：试验采用的电机有两套，其参数如下表3所示：
表3实验电机参数
Figure 493729DEST_PATH_IMAGE107
算法实施过程：
其流程图如图9所示；
参数初始化：根据需要施加的
Figure 190289DEST_PATH_IMAGE032
、
Figure 756400DEST_PATH_IMAGE038
、
Figure 526910DEST_PATH_IMAGE050
的大小和整流电路输出的直流母线电压
Figure 700533DEST_PATH_IMAGE108
，设定电压占空比Duty，从而计算PWM一个周期内的开关计数值，作为施加斩波电压的开关计数值，根据需要的电流上升时间和控制器控制周期，计算电流AD采样所需经过的周期数tDly。
实测直流母线电压
Figure 556494DEST_PATH_IMAGE092
为320V，克服转子静摩擦电流值不超过2安培。
然后将相间响应电流稳态值设定2安培，根据相间等效电阻4欧姆左右，估算施加相电压幅值为8V，设置占空比Duty =2.6%；
选取电流升至稳态值0.632时的时长约为6ms，设置tDly =6ms。
电压施加与电流采样：首先施加电压
Figure 926295DEST_PATH_IMAGE032
，A相上桥臂作斩波输出，其占空比为Duty，下桥臂封锁；B相下桥臂导通，上桥臂封锁；C相上下桥臂均封锁。施加到所需时间tDly后，采样电流iab，并封锁A相上桥臂，使得电机ABC三端的电压均为0。经过一段时间后，AB相间的电流降为0，则可继续施加下一电压矢量并进行电流采样，以此类推，直到三次电流采样均完成。
转子轴向位置计算：根据本发明提出依据相间响应电流与转子位置角
关系，用
Figure 879208DEST_PATH_IMAGE029
、
Figure 410683DEST_PATH_IMAGE042
和
Figure 816257DEST_PATH_IMAGE043
计算转子轴向的角度θ。
转子极性辨识：在上一步所辨识出的轴向位置θ和其反方向θ+π上，
分别计算和施加合成电压矢量
Figure 458591DEST_PATH_IMAGE109
和
Figure 266010DEST_PATH_IMAGE110
，得到电流矢量
Figure 968386DEST_PATH_IMAGE111
和
Figure 64518DEST_PATH_IMAGE112
。再比较
Figure 822128DEST_PATH_IMAGE111
和
Figure 687315DEST_PATH_IMAGE112
大小，其较大电流所对应的角度为转子N极的角度,即转子初始位置角度。
试验数据：
Duty和tDly参数设置对估算误差影响
本试验分别对电机AB、BC、CA相间施加一定时长的斩波电压，该过程有两个关键参数，分别为电压占空比Duty，和施加电压持续时间tDly。
若tDly过长，则会脱离电流随时间变化上升线性区，导致估算误差增大；若tDly过短，则相间响应电流
Figure 622910DEST_PATH_IMAGE029
、
Figure 940759DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 190475DEST_PATH_IMAGE043
差别不显著，估算误差也会增大。
同时，随着tDly变化选择合适Duty，若Duty过大，电流上升速度很快，容易导致过流或电机转动；若Duty过小，则响应电流稳态值较小，也会导致相间响应电流
Figure 175749DEST_PATH_IMAGE029
、
Figure 485507DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 821811DEST_PATH_IMAGE043
差别不显著，估算误差也会增大。
因此，需要选择合适占空比Duty和施加电压持续的时间tDly，既保证分相注入的过程，电机转子不发生转动，有保证相间电流有较为显著的差别，保持较高估算精度。
通过Duty和tDly参数设置对估算误差影响的试验，可以评估tDly、Duty对相间响应电流变化的影响，以及对估算结果的影响。
试验1条件：电机Y型接线，Duty设为2.6%，转子位置拖至60°
试验数据图10a为相间响应电流随时间变化曲线。
试验数据图10b为时随时间变化位置估算收敛过程。
由结果可知：当tDly<4ms时，线性近似误差较小，但
Figure 875217DEST_PATH_IMAGE029
、
Figure 246156DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 726816DEST_PATH_IMAGE043
差别不显著，估算结果偏差较大；当tDly >8ms时,
Figure 284836DEST_PATH_IMAGE113
、
Figure 158245DEST_PATH_IMAGE042
、
Figure 914849DEST_PATH_IMAGE043
差别显著，但是线性近似误差增加，检测结果偏差逐渐增加，且容易导致转子转动。
试验2条件：电机Y型接线，Duty设为2.6%，转子位置拖至60°
试验数据图10a为相间响应电流随时间变化曲线。
试验数据图10b为时随时间变化位置估算收敛过程。
试验3 条件：作为对比，分别设置tDly =4ms、Duty =3.8%，和tDly=6ms、Duty=2.6%，Y型接线，对转子进行0°~360°范围内的位置估算。
试验数据图11a为tDly =6ms、Duty =2.6% 不同位置下位置估算。
试验数据图11b为tDly =4ms、Duty =3.8%不同位置下位置估算。
可以看出tDly =4ms、Duty =3.8%，在部分位置估算偏差较大。
总体来说，tDly =6ms、Duty =2.6%时，估算效果最佳，可将此组参数作为参考。 Y型和Δ型接线转子初始位置估算结果对比：分别将电机绕组线接为Y型和Δ型，在0°~360°范围内每隔30°进行一次位置检测实验，实验结果见表4。
表4 Y型和Δ型接线下转子磁极位置辨识效果
位置设定目标值(°) Y型接线 (°) Δ型接线 (°)
0 2.6 1.4
30 35.8 34.7
60 59.1 54.7
90 85.4 83.7
120 116.5 112.3
150 146.8 146.3
180 183.5 182.8
210 212.7 215.6
240 240 237.6
270 264 262.9
300 296.8 294.9
330 330 334.9
由表4实验结果可以看出，无论是Y型接法还是Δ型接法，分相注入法辨识得到的转子位置角都与真实值很接近，证明该方法的理论分析正确，且在实际应用中具有足够的精度。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (4)

1.一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，其特征在于，所述方法包括分相注入脉冲电压的方法和步骤：
通过三相逆变器主电路，依次按照以下方法和步骤分相注入电机定子三相绕组端子A、B、C：
步骤一，所述A相上桥臂开关管AH为PWM模式，且施加占空比为2.6%的斩波，开关管BL导通，开关管AL、BH、CH、CL的顺序进行关断，封锁C相，输出脉宽调制直流电压Uab；再持续一定时间Tdly为6ms，测量A相或B相的电流大小i ab，最后关闭AH，导通AL，这样电机三相A、B端子电压为0，使桥臂上的电流iab衰减至0；
步骤二，所述B相上桥臂开关管BH为PWM模式，且施加占空比为2.6%的斩波，开关管CL导通，开关管AH、AL、BL、CH的顺序进行关断，封锁A相，输出脉宽调制直流电压U bc，再持续一定时间Tdly为6ms，测量B相或C相的电流大小i bc，最后关闭BH，导通BL，这样电机三相B、C端子电压为0，使桥臂上的电流i bc衰减至0；
步骤三，所述C相上桥臂开关管CH为PWM模式 ，且施加占空比为2.6%的斩波、开关管AL导通，AH、BH、BL、CL的顺序进行开关管关断，封锁B相，输出脉宽调制直流电压U ca，再持续一定时间Tdly为6ms，测量C相或A相的电流大小i ca，最后关闭CH，导通CL，这样电机三相C、A端子电压为0，使桥臂上的电流i ca衰减至0。
2.根据权利要求1所述的一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，其特征在于：利用所述单次同步采样的响应电流，即可准确计算出磁极轴向角度2θ`通过特定等式利用反正切求解2θ`范围为[0,π]，即θ`范围为[0，π/2]，但是，实际的转子轴向位置角度范围在[0，π]，可依据正、负极性组合，将2θ`扩展[0,2π]，使估算θ`满足实际的轴向角度范围[0，π]，从而确定转子轴向位置角度θ`。
3.根据权利要求2所述的一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，其特征在于：通过所述转子轴向角度θ`上，在θ`和θ`＋π方向上施加较大幅值占空比8%矢量电压，持续一定时间Tdly为6ms，并对加压后的响应电流进行多点采样，且做累加积分计算，数值较大的对应转子轴向N极，即为转子初始位置角。
4.根据权利要求3所述的一种新型永磁同步电机转子位置的辨识方法，其特征在于：可以兼容绕组Y型和Δ型接线方式，当接线方式为Δ型时，只需要将权利3估算的转子初始位置角角度减去π/6。
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