CN115425861A - 多电平逆变电路的控制方法和并网逆变器 - Google Patents

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CN115425861A CN202211049259.6A CN202211049259A CN115425861A CN 115425861 A CN115425861 A CN 115425861A CN 202211049259 A CN202211049259 A CN 202211049259A CN 115425861 A CN115425861 A CN 115425861A
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Abstract

本申请公开一种多电平逆变电路的控制方法和并网逆变器。多电平逆变电路可以包括多个可控开关管，多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压，控制方法可以包括检测到调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时，通过向调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。采用本申请的实施例，可以改变多电平逆变电路中开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本。

Description

多电平逆变电路的控制方法和并网逆变器
技术领域
本申请涉及电力电子及新能源供电技术领域，尤其涉及一种多电平逆变电路的控制方法和并网逆变器。
背景技术
低电压穿越(low voltage ride through，LVRT)是指当电力系统事故或扰动引起光伏电站并网点的电压跌落时，在一定电压跌落范围和时间间隔内，光伏电站能够保证不脱网运行，避免电网故障的扩大化，同时光伏并网逆变器需要能够发出一定的有功功率和无功功率，以支撑电网恢复，从而穿越这个低电压时间(区域)。在电网故障期间，并网变流器的内部母线电压与电网电压的压差将会增大，低电压穿越期间的调制比降低，导致变流器损耗增大，并且瞬态温升高，这样将会影响变流器的可靠性。
发明内容
本申请的实施例提供一种多电平逆变电路的控制方法和并网逆变器。本申请的实施例可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本。
第一方面，本申请的实施例提供一种多电平逆变电路的控制方法，控制方法可以通过调制信号对在直流源和交流电网之间进行直流和交流变换的多电平逆变电路控制。其中，多电平逆变电路可以包括多个开关管，多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压，调制信号用于分别控制所述多个开关管的导通和关断控制。控制方法可以包括检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时，通过向调制信号注入三倍频分量，以改变多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。
本申请实施例提供的多电平逆变电路的控制方法，可以使得多电平逆变电路在低电压穿越期间，可以在调制信号中注入三倍频分量，进而控制多电平逆变电路中多个开关管，这样可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管电连接于直流源的第一端和第二开关管之间，第二开关管电连接于第一开关管和第三开关管之间，第四开关管电连接于第三开关管与直流源的第二端之间，第一开关管和第二开关管之间的节点电连接于第一二极管的阴极，第一二极管的阳极电连接于第二二极管的阴极，第二二极管的阳极电连接于第三开关管和第四开关管之间的节点。控制方法还可以包括：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管和第三开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管。第一开关管电连接于直流源的第一端和第二开关管之间，第二开关管电连接于第一开关管和第三开关管之间，第四开关管电连接于第三开关管与直流源的第二端之间，第五开关管电连接于第一开关管与所述第二开关管之间的节点和第六开关管之间，第六开关管电连接于第三开关管与第四开关管之间的节点和所述第五开关管之间。控制方法还可以包括：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管、第三开关管、第五开关管和第六开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管。第一开关管电连接于直流源的第一端和第四开关管之间，第四开关管电连接于第一开关管和直流源的第二端之间，第二开关管电连接于第一开关管与第四开关管之间的节点和第三开关管之间，第三开关管电连接于电容模块与第二开关管之间，电容模块电连接于直流源的第一端和第二端之间。控制方法还可以包括：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管和第三开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，控制方法还可以包括：获取交流电网的电气参数，根据交流电网的电气参数计算共模注入量，并对共模注入量进行大小控制，输出三倍频分量。将三倍频分量注入调制信号，并采用注入三倍频分量的调制信号对多电平逆变电路进行控制。基于这样的设计，在得到注入三倍频分量后的调制信号，采用该调制信号来控制多电平逆变电路中的多个开关管，这样可以均衡各个开关管的损耗，避免瞬态温升高而降低并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号；
计算所述共模注入量的公式为：
Figure BDA0003823080180000021
其中，ucmv为计算得到的共模注入量，k1为幅值参数，k2为所述交流电网的正序电压系数，k3为所述交流电网的负序电压系数，Vp为所述交流电网的正序电压值，Vn为所述交流电网的负序电压值，ω为所述交流电网的电压频率，
Figure BDA0003823080180000022
为所述共模注入量ucmv与A相调制信号Ua的相位差。通过上述的公式可以计算得到需要注入的共模注入量，这样可以根据得到的共模注入量进行限幅处理后，得到三倍频分量，这样可以通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，进而可以均衡各个开关管的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量包括：若所述共模注入量的幅值大于第一阈值，则所述三倍频分量等于所述第一阈值，若所述共模注入量的幅值小于第二阈值，则所述三倍频分量等于所述第二阈值，若所述共模注入量的幅值大于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述三倍频分量等于所述共模注入量。通过上述的计算公式可以得到最终注入到调制信号的三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc。所述第一阈值的计算公式为：uup＝1–max(Ua,Ub,Uc)。其中，uup为所述第一阈值，max(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最大者。通过上述的计算公式可以得到三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc。所述第二阈值的计算公式为：udn＝-1–min(Ua,Ub,Uc)。其中，udn为所述第二阈值，min(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最小者。通过上述的计算公式可以得到最终注入到调制信号的三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
第二方面，本申请的实施例还提供一种并网逆变器，所述变流器系统包括控制器和多个开关管，控制器可以通过调制信号对连接在直流源和交流电网之间进行直流和交流的相互变换的多个开关管进行控制。其中，所述多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压。所述控制器还可以在检测到调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时，通过向调制信号注入三倍频分量，以改变多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。本申请实施例提供的并网逆变器，可以使得多电平逆变电路在低电压穿越期间，可以在调制信号中注入三倍频分量，进而控制多电平逆变电路中多个开关管，这样可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管电连接于直流源的第一端和第二开关管之间，第二开关管电连接于第一开关管和第三开关管之间，第四开关管电连接于第三开关管与直流源的第二端之间，第一开关管和第二开关管之间的节点电连接于第一二极管的阴极，第一二极管的阳极电连接于第二二极管的阴极，第二二极管的阳极电连接于第三开关管和第四开关管之间的节点。还控制器还可以用于：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管和第三开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管。第一开关管电连接于直流源的第一端和第二开关管之间，第二开关管电连接于第一开关管和第三开关管之间，第四开关管电连接于第三开关管与直流源的第二端之间，第五开关管电连接于第一开关管与所述第二开关管之间的节点和第六开关管之间，第六开关管电连接于第三开关管与第四开关管之间的节点和所述第五开关管之间。控制器还可以用于：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管、第三开关管、第五开关管和第六开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，多个开关管可以包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管。第一开关管电连接于直流源的第一端和第四开关管之间，第四开关管电连接于第一开关管和直流源的第二端之间，第二开关管电连接于第一开关管与第四开关管之间的节点和第三开关管之间，第三开关管电连接于电容模块与第二开关管之间，电容模块电连接于直流源的第一端和第二端之间。控制器还可以用于：通过向调制信号注入三倍频分量，以使第二开关管和第三开关管在调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使第一开关管和第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样的方式可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，控制器还可以用于：获取交流电网的电气参数，根据交流电网的电气参数计算共模注入量，并对共模注入量进行大小控制，输出三倍频分量。将三倍频分量注入调制信号，并采用注入三倍频分量的调制信号对多个开关管进行控制。基于这样的设计，在得到注入三倍频分量后的调制信号，采用该调制信号来控制多电平逆变电路中的多个开关管，这样可以均衡各个开关管的损耗，避免瞬态温升高而降低并网逆变器的可靠性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号；
计算所述共模注入量的公式为：
Figure BDA0003823080180000041
其中，ucmv为计算得到的共模注入量，k1为幅值参数，k2为所述交流电网的正序电压系数，k3为所述交流电网的负序电压系数，Vp为所述交流电网的正序电压值，Vn为所述交流电网的负序电压值，ω为所述交流电网的电压频率，
Figure BDA0003823080180000042
为所述共模注入量ucmv与A相调制信号Ua的相位差。通过上述的公式可以计算得到需要注入的共模注入量，这样可以根据得到的共模注入量进行限幅处理后，得到三倍频分量，这样可以通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，进而可以均衡各个开关管的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量包括：若所述共模注入量的幅值大于第一阈值，则所述三倍频分量等于所述第一阈值，若所述共模注入量的幅值小于第二阈值，则所述三倍频分量等于所述第二阈值，若所述共模注入量的幅值大于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述三倍频分量等于所述共模注入量。通过上述的计算公式可以得到最终注入到调制信号的三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc。所述第一阈值的计算公式为：uup＝1–max(Ua,Ub,Uc)。其中，uup为所述第一阈值，max(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最大者。通过上述的计算公式可以得到三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
在一种可能的实现方式中，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc。所述第二阈值的计算公式为：udn＝-1–min(Ua,Ub,Uc)。其中，udn为所述第二阈值，min(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最小者。通过上述的计算公式可以得到最终注入到调制信号的三倍频分量，这样的设计可以均衡各个开关的损耗，保证并网逆变器的稳定性。
本申请实施例提供的多电平逆变电路的控制方法和并网逆变电路，可以在低电压穿越时，在调制信号中注入三倍频分量，进而控制多电平逆变电路中多个开关管，这样可以调整多电平逆变电路中多个开关管的损耗分布，可以均衡各个开关管的损耗，降低成本，还可以保证并网逆变器的可靠性。
附图说明
图1为本申请实施例的并网逆变器的应用环境图。
图2为本申请实施例的开关网络的结构示意图。
图3为本申请实施例的开关网络的另一结构示意图。
图4为本申请实施例的开关网络的另一结构示意图。
图5为本申请实施例的开关网络的另一结构示意图。
图6为一种开关网络中开关的调制驱动示意图。
图7为A相开关模块的驱动调制示意图。
图8为本申请实施例的多电平逆变电路的控制方法的流程图。
图9为本申请实施例的多电平逆变电路的控制方法的另一流程图。
图10为本申请实施例注入三倍频分量后三相调制波的波形图。
图11为本申请实施例中注入三倍频分量后的A相开关模块的驱动调制示意图。
图12为本申请实施例的一种的开关损耗示意图。
图13为本申请实施例的另一种的开关损耗示意图。
图14为本申请实施例的控制器的结构示意图。
图15为本申请实施例的控制器的另一结构示意图。
图16为本申请实施例的并网逆变器的结构图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中设置的元件。当一个元件被认为是“设置在”另一个元件，它可以是直接设置在另一个元件上或者可能同时存在居中设置的元件。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
本申请的实施例提供了一种多电平逆变电路的控制方法，可以在低电压穿越期间(即调制信号的调制比降低到小于或等于一个预设阈值时)，通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间。例如所述调制信号可以使损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，使得损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样可以调整多电平逆变电路中开关管的损耗分布，进而可以均衡各个开关管的损耗，拓宽了逆变器运行工况范围，降低硬件成本。本申请的实施例还可以提供相应的并网逆变器。下面通过具体实施例，分别进行详细的说明。
本申请实施例的多电平逆变电路的控制方法可以适用于电力电子变流器中。其中，所述多电平的逆变电路的供电电网可以但不限定为三相电网，三相电网是目前电力系统采用的主要供电方式，本申请实施例可以适用于三相电网等电力系统中。为了描述方便，本申请实施例以该电网为三相电网为例进行详细说明，但不构成本申请的限定。
如图1所示，本申请的一个实施例中的一种多电平逆变电路200，其连接在直流源100和交流电网300之间。所述多电平逆变电路200包括开关网络210、连接开关网络210的滤波器220、连接所述开关网络210的控制器230。所述控制器230还可以连接所述交流电网300，以获取所述交流电网300的电气参数。
可以理解，所述直流源100可以是任何提供直流电流的电源，包括蓄电池以及太阳能光伏板。在一些场景中，上述的滤波器220可以是三相滤波器。
所述开关网络210输入端与直流源100的输出端连接，用于将所述直流源100的直流电转换为多电平交流输出，例如所述开关网络210可以将所述直流源100的直流电转换为三电平交流输出。所述滤波器220用于将所述开关网络210的多电平交流输出转变为具有正弦波形或者余弦波形的交流电，以传输给所述交流电网300。
所述多电平逆变电路200可以包括多个可控开关管，所述控制器230可以对所述多电平逆变电路200中的开关的导通和关断进行控制。例如，所述控制器230可以通过调制信号对连接在直流源100和交流电网300之间进行直流和交流的相互变换的所述多个开关管进行控制。所述控制器230可以获取控制所需要的电气参数，例如输出电压和输出电流等。
请一并参阅图2，图2为本申请的一个实施例提供的开关网络210的示意图。
本实施例中，所述开关网络210可以包括多个可控开关管。
所述开关网络210可以采用二极管钳位三电平拓扑结构。具体地，所述开关网络210可以包括A相开关模块212和电容模块218。
所述电容模块218可以包括电容C1和电容C2。所述电容C1的第一端电连接于直流输出端Vbus+，所述电容C1的第二端电连接于所述电容C2的第一端，所述电容C2的第二端电连接于直流输出端Vbus-。
所述A相开关模块212可以包括多个可控开关管，具体地，所述A相开关模块212可以包括开关管Q11、开关管Q12、开关管Q13、开关管Q14、二极管D1和二极管D2。
所述开关管Q11的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q11的第二端可以电连接于所述直流输出端Vbus+，所述开关管Q11的第三端可以电连接于所述二极管D1的阴极。可以理解，所述开关管Q11的第一端可以作为所述开关管Q11的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q11的第一端，以控制所述开关管Q1的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q11的第一端以控制所述开关管Q1导通或者关断。
所述开关管Q12的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q12的第二端可以电连接于所述开关管Q11的第三端以及所述二极管D1的阴极，所述开关管Q12的第三端可以电连接于开关管Q13的第二端。可以理解，所述开关管Q12的第一端可以作为所述开关管Q12的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q12的第一端，以控制所述开关管Q12的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q12的第一端以控制所述开关管Q12导通或者关断。
所述开关管Q13的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q13的第二端可以电连接于所述开关管Q12的第三端，所述开关管Q13的第三端可以电连接于所述二极管D2的阳极。可以理解，所述开关管Q13的第一端可以作为所述开关管Q13的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q13的第一端，以控制所述开关管Q13的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q13的第一端以控制所述开关管Q13导通或者关断。
所述开关管Q14的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q14的第二端可以电连接于所述开关管Q13的第三端和所述二极管D2的阳极，所述开关管Q14的第三端可以电连接于所述直流输出端Vbus-。可以理解，所述开关管Q14的第一端可以作为所述开关管Q14的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q14的第一端，以控制所述开关管Q14的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q14的第一端以控制所述开关管Q14导通或者关断。
可以理解，本实施例中，所述二极管D1的阳极电连接于所述二极管D2的阴极。所述二极管D1的阳极与所述二极管D2的阴极之间的节点可以电连接于所述电容C1的第二端与所述电容C2的第一端之间的节点N。
本实施例中，所述开关管Q12的第三端与所述开关管Q13的第二端之间的节点可以输出第一相电压Uu给滤波器220。
可以理解，图2的开关网络210仅示出了A相开关模块，在其他的场景中，所述开关网络210还可以包括B相开关模块和C相开关模块。其中，所述B相开关模块和C相开关模块与所述A相开关模块212的结构相同。
可以理解，所述开关管Q11、开关管Q12、开关管Q13、开关管Q14均可以为金属氧化物半导体场效应管、绝缘栅双极型晶体管、晶闸管、双极型功率晶体管或宽禁带半导体场效应管中的任意一种。
请一并参阅图3，图3为本申请的另一个实施例提供的开关网络210的示意图。
与图2实施例示出的开关网络210的区别在于，本实施例中，如图3所示，所述开关网络210可以采用有源钳位三电平拓扑结构。
相较于图2的实施例，本实施例中的所述A相开关模块212还可以包括开关管Q15和开关管Q16。
如图3所示，所述开关管Q15的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q15的第二端可以电连接于所述开关管Q11的第三端和所述开关管Q12的第二端，所述开关Q15的第三端可以电连接于所述开关Q16的第二端和所述电容C1与所述电容C2之间的节点N。所述开关管Q15的第一端可以作为所述开关管Q15的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q15的第一端，以控制所述开关管Q15的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q15的第一端以控制所述开关管Q15导通或者关断。
所述开关Q16的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q16的第三端可以电连接于所述开关管Q13的第三端和所述开关管Q14的第二端，所述开关Q16的第二端可以电连接于所述电容C1与所述电容C2之间的节点N。所述开关管Q16的第一端可以作为所述开关管Q16的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q16的第一端，以控制所述开关管Q16的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q16的第一端以控制所述开关管Q16导通或者关断。
本实施例中，所述开关管Q12的第三端与所述开关管Q13的第二端之间的节点可以输出第一相电压Uu给滤波器220。
可以理解，图3的开关网络210仅示出了A相开关模块，在其他的场景中，所述开关网络210还可以包括B相开关模块和C相开关模块。其中，所述B相开关模块和C相开关模块与所述A相开关模块212的结构相同。
请一并参阅图4，图4为本申请的另一个实施例提供的开关网络210的示意图。
与图2实施例示出的开关网络210的区别在于，本实施例中，如图4所示，所述开关网络210可以采用T型三电平拓扑结构。
相较于图2的实施例，本实施例中，所述A相开关模块212还可以包括开关管Q11、开关管Q12、开关管Q13和开关管Q14。
所述开关管Q11的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q11的第二端可以电连接于所述直流输出端Vbus+，所述开关管Q11的第三端可以电连接于所述开关管Q4的第二端。可以理解，所述开关管Q11的第一端可以作为所述开关管Q11的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q11的第一端，以控制所述开关管Q1的状态。
所述开关管Q12的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q12的第二端可以电连接于所述开关管Q13的第二端，所述开关管Q12的第三端可以电连接于所述电容C1的第二端与所述电容C2的第一端之间的节点N。可以理解，所述开关管Q12的第一端可以作为所述开关管Q12的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q12的第一端，以控制所述开关管Q12的状态。
所述开关管Q13的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q13的第三端可以电连接于所述开关管Q11的第三端和所述开关管Q14的第二端。可以理解，所述开关管Q13的第一端可以作为所述开关管Q13的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q13的第一端，以控制所述开关管Q13的状态。
所述开关管Q14的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q14的第三端可以电连接于所述直流输出端Vbus-。可以理解，所述开关管Q14的第一端可以作为所述开关管Q14的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q14的第一端，以控制所述开关管Q14的状态。
本实施例中，所述开关管Q11的第三端与所述开关管Q14的第二端之间的节点可以输出第一相电压Uu给滤波器220。
图4的开关网络210仅示出了A相开关模块，在其他的场景中，所述开关网络210还可以包括B相开关模块和C相开关模块。其中，所述B相开关模块和C相开关模块与所述A相开关模块212的结构相同。
请一并参阅图5，图5为本申请的另一个实施例提供的开关网络210的示意图。
与图2实施例示出的开关网络210的区别在于，本实施例中，所述开关网络210还可以包括B相开关模块214和C相开关模块216。
所述B相开关模块214可以包括开关管Q21、开关管Q22、开关管Q23、开关管Q24、二极管D3和二极管D4。
所述开关管Q21的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q21的第二端可以电连接于所述直流输出端Vbus+，所述开关管Q21的第三端可以电连接于所述二极管D3的阴极。可以理解，所述开关管Q21的第一端可以作为所述开关管Q21的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q21的第一端，以控制所述开关管Q21的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q21的第一端以控制所述开关Q21导通或者关断。
所述开关管Q22的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q22的第二端可以电连接于所述开关管Q21的第三端和所述二极管D3的阴极，所述开关管Q22的第三端可以电连接于开关管Q23的第二端。可以理解，所述开关管Q22的第一端可以作为所述开关管Q22的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q22的第一端，以控制所述开关管Q22的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q22的第一端以控制所述开关管Q22导通或者关断。
所述开关管Q23的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q23的第二端可以电连接于所述开关管Q22的第三端，所述开关管Q23的第三端可以电连接于所述二极管D4的阳极。可以理解，所述开关管Q23的第一端可以作为所述开关管Q23的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q23的第一端，以控制所述开关管Q23的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关Q23的第一端以控制所述开关管Q23导通或者关断。
所述开关管Q24的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q24的第二端可以电连接于所述开关管Q23的第三端和所述二极管D4的阳极，所述开关管Q24的第三端可以电连接于所述直流输出端Vbus-。可以理解，所述开关管Q24的第一端可以作为所述开关管Q24的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q24的第一端，以控制所述开关管Q24的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q24的第一端以控制所述开关管Q24导通或者关断。
所述二极管D3的阳极与所述二极管D4的阴极之间的节点可以电连接于所述电容C1的第二端与所述电容C2的第一端之间的节点。
本实施例中，所述开关管Q22的第三端与所述开关管Q23的第二端之间的节点可以输出第二相电压Uv给滤波器220。
可以理解，所述开关管Q21、开关管Q22、开关管Q23、开关管Q24均可以为金属氧化物半导体场效应管、绝缘栅双极型晶体管、晶闸管、双极型功率晶体管或宽禁带半导体场效应管中的任意一种。
所述C相开关模块216可以包括开关管Q31、开关管Q32、开关管Q33、开关管Q34、二极管D5和二极管D6。
所述开关管Q31的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q31的第二端可以电连接于所述直流输出端Vbus+，所述开关管Q31的第三端可以电连接于所述二极管D5的阴极。可以理解，所述开关管Q31的第一端可以作为所述开关管Q31的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q31的第一端，以控制所述开关管Q31的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q31的第一端以控制所述开关管Q31导通或者关断。
所述开关管Q32的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q32的第二端可以电连接于所述开关管Q31的第三端和所述二极管D5的阴极，所述开关管Q32的第三端可以电连接于开关管Q33的第二端。可以理解，所述开关管Q32的第一端可以作为所述开关管Q32的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q22的第一端，以控制所述开关管Q32的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q32的第一端以控制所述开关管Q32导通或者关断。
所述开关管Q33的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q33的第二端可以电连接于所述开关Q32的第三端，所述开关管Q33的第三端可以电连接于所述二极管D6的阳极。可以理解，所述开关管Q33的第一端可以作为所述开关管Q33的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q33的第一端，以控制所述开关管Q33的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q33的第一端以控制所述开关管Q33导通或者关断。
所述开关管Q34的第一端可以连接于所述控制器230，所述开关管Q34的第二端可以电连接于所述开关管Q33的第三端和所述二极管D6的阳极，所述开关管Q34的第三端可以电连接于所述直流输出端Vbus-。可以理解，所述开关管Q34的第一端可以作为所述开关管Q34的控制端，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q34的第一端，以控制所述开关管Q34的状态，例如，所述控制器230可以输出信号给所述开关管Q34的第一端以控制所述开关管Q34导通或者关断。
所述二极管D5的阳极与所述二极管D6的阴极之间的节点P4可以电连接于所述电容C1的第二端与所述电容C2的第一端之间的节点。
本实施例中，所述开关管Q32的第三端与所述开关管Q33的第二端之间的节点可以输出第三相电压Uw给滤波器220。
可以理解，所述多电平逆变电路200中的多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压。所述三相桥臂电压包括第一相电压Uu、第二相电压Uv、第三相电压Uw。例如，第一相电压Uu与第二相电压Uv之间成120度错相。第一相电压Uu与第三相电压Uw之间成120度错相。第二相电压Uv与第三相电压Uw之间成120度错相。
可以理解，所述控制器230可以输出驱动信号给A相开关模块、B相开关模块和C相开关模块。
可以理解，所述开关管Q31、开关管Q32、开关管Q33、开关管Q34均可以为金属氧化物半导体场效应管、绝缘栅双极型晶体管、晶闸管、双极型功率晶体管或宽禁带半导体场效应管中的任意一种。
请参阅图6，为所述多电平逆变电路的调制驱动示意图。其中，调制单元可以将三相调制信号Ua、Ub、Uc与三角载波Utr进行比较，并可以根据比较结果输出驱动信号给所述多电平逆变电路中的A相开关模块212、B相开关模块214和C相开关模块216，以控制所述多电平逆变电路200中的多个开关管。
下面以A相开关模块的调制驱动为例进行举例说明。
如图7所示，当所述调制信号Ua大于0时，所述调制单元232将会输出驱动信号，控制所述开关管Q11和所述开关管Q13高频互补导通，并控制所述开关管Q12保持导通且所述开关管Q14保持关断。当所述调制波Ua大于所述三角载波Utr时，所述调制单元232将会控制所述开关管Q11导通。当所述调制波Ua小于所述三角载波Utr时，所述调制单元232将会控制所述开关管Q11关断。
当所述调制信号Ua小于0时，所述调制单元232将会输出驱动信号，进而可以控制所述开关管Q14和所述开关管Q12高频互补导通，并控制所述开关管Q13保持导通且所述开关管Q11保持关断。当所述调制信号Ua小于所述三角载波Utr时，所述调制单元232将会控制所述开关管Q14导通。当所述调制信号Ua大于所述三角载波Utr时，所述调制单元232将会控制所述开关管Q14关断。
可以理解，上述B相开关模块和C相开关模块的调制驱动与上述的A相开关模块的调制驱动相同，故在此不再赘述。
本申请实施例提供的多电平逆变电路的控制方法，可以在多电平逆变电路处于低电压穿越时，通过计算三倍频分量，并将三倍频分量注入到原始三相调制信号Ua、Ub、Uc，这样可以使得控制后的调制信号Ua、Ub、Uc的波形发生变化，改变开关网络中开关管的损耗分布，进而可以均衡各个开关管的损耗，拓宽了并网逆变器运行工况范围，降低了硬件成本。
请参阅图8，图8为本申请的一个实施例提供的多电平逆变电路的控制方法的流程示意图，所述控制方法可以由所述控制器230来执行。所述控制方法可以用于通过调制信号对在直流源和交流电网之间进行直流和交流变换的多电平逆变电路控制。其中，所述多电平逆变电路可以包括多个开关管，所述多个开关管上可以形成相互成120度错相的三相桥臂电压。所述调制信号用于分别控制所述多个开关管的导通和关断。所述多电平逆变电路的控制方法可以包括如下步骤：
步骤S81：获取多电平逆变电路的调制信号的调制比。
若应用在三相电网中，所述控制器230可以获取到三相调制波，即A相调制波Ua、B相调制波Ub和C相调制波Uc。可以理解，所述三相调制波即为对所述多电平逆变电路进行控制的调制信号。
可以理解，三相初始调制信号为多电平逆变电路的每一相的初始调制信号，例如上述提到的A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号。
其中，所述三相初始调制信号的调制比是可以通过计算三相初始调制信号的峰值和载波峰值来获得的。并网逆变器可以通过调整调制信号来对多电平逆变电路的电压和电流进行控制，因此调制信号是动态变化的。当多电平逆变电路进入稳定运行状态，调制信号是周期性重复的，此时调制信号的峰值也可以认为是一个固定值，那么调制信号的调制比是可以准确的获得的。
步骤S82：检测所述调制信号的调制比是否降低到小于或等于预设阈值。若检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时，则进入步骤S83，否则返回步骤S81。
可以理解，所述控制器230可以在获取到所述调制信号的调制比之后，将所述调制信号的调制比与预设阈值进行比较，并根据比较结果确定是否进行共模量的计算。
举例说明，在一种场景下，假设预设阈值为0.8，所述调制信号的调制比为0.9或1，即所述调制信号的调制比大于所述预设阈值，所述控制器230将不会进行共模量的注入。在这种情况下，所述多电平逆变电路中的开关管不需要进行损耗优化。
在另一种场景下，假设预设阈值为0.8，所述调制信号的调制比为0.7或0.6，即所述调制信号的调制比小于所述预设阈值，又或者所述调制信号的调制比为0.8，即所述调制信号的调制比等于所述预设阈值，说明所述调制信号的调制比降低到小于或等于所述预设阈值，即检测到所述多电平逆变电路200进入到低电压穿越状态，所述控制器230将会进行共模量的计算，由此可以调整所述多电平逆变电路200中的多个开关管的损耗。
步骤S83：通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多电平逆变电路的多个开关管中不同开关管开通和关断时间。
可以理解，本实施例中可以通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使所述三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。这样可以改变开关管的损耗分布。可以理解，上述包括三倍频分量的三相桥臂电压可以是如图5中所述的第一相电压Uu、第二相电压Uv和第三相电压Uw。
以下将以开关网络的三种不同的三电平拓扑结构(二极管钳位三电平拓扑结构、有源钳位三电平拓扑结构和T型三电平拓扑结构)进行举例说明。
在图5示出的二极管钳位三电平拓扑结构中，以所述A相开关模块中的开关管的控制进行举例说明，在所述调制信号的调制比小于或等于预设阈值时(即进入低电压穿越状态)，所述开关管Q11和所述开关管Q14的损耗低，所述开关管Q12、所述开关管Q13、所述二极管D1和二极管D2的损耗大。在检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于所述预设阈值时，所述控制器230可以通过向调制信号注入三倍频分量，来改变A相开关模块中多个开关管中不同开关管开通和关断时间。举例说明，在注入三倍频分量的调制信号后，所述调制信号可以控制损耗大的开关管Q12和开关管Q13在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并可以控制损耗小的开关管Q11和所述开关管Q14在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样通过向调制信号输入合适的三倍频分量，可以使得所述开关管Q12、所述开关管Q13、所述二极管D1和所述二极管D2上部分损耗转移到所述开关管Q11和所述开关管Q14上。这样可以均衡A相开关模块中各个开关管的损耗。
以所述B相开关模块中的开关管的控制进行举例说明，所述开关管Q21和所述开关管Q24的损耗低，所述开关管Q22、所述开关管Q23、所述二极管D3和二极管D4的损耗大。举例说明，在注入三倍频分量的调制信号后，所述调制信号可以控制损耗大的开关管Q22和开关管Q23在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并可以控制损耗小的开关管Q21和所述开关管Q24在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样通过向调制信号输入合适的三倍频分量，可以使得所述开关管Q22、所述开关管Q23、所述二极管D3和所述二极管D4上部分损耗转移到所述开关管Q21和所述开关管Q24上。这样可以均衡B相开关模块中各个开关管的损耗。
以所述C相开关模块中的开关管的控制进行举例说明，所述开关管Q31和所述开关管Q34的损耗低，所述开关管Q32、所述开关管Q33、所述二极管D5和二极管D6的损耗大。举例说明，在注入三倍频分量的调制信号后，所述调制信号可以控制损耗大的开关管Q32和开关管Q33在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并可以控制损耗小的开关管Q31和所述开关管Q34在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样通过向调制信号输入合适的三倍频分量，可以使得所述开关管Q32、所述开关管Q33、所述二极管D5和所述二极管D6上部分损耗转移到所述开关管Q31和所述开关管Q34上。这样可以均衡C相开关模块中各个开关管的损耗。
在图3示出的有源钳位三电平拓扑结构中，以所述A相开关模块中的开关管的控制进行举例说明，在所述调制信号的调制比小于或等于预设阈值时(即进入低电压穿越状态)，所述开关管Q11和所述开关管Q14的损耗低，所述开关管Q12、所述开关管Q13、所述开关管Q15和开关管Q16的损耗大。在检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于所述预设阈值时，所述控制器230可以通过向调制信号注入三倍频分量，来改变A相开关模块中多个开关管中不同开关管开通和关断时间。举例说明，在注入三倍频分量的调制信号后，所述调制信号可以控制损耗大的开关管Q12、开关管Q13、开关管Q15和开关管Q16在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并可以控制损耗小的开关管Q11和所述开关管Q14在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样通过向调制信号输入合适的三倍频分量，可以使得所述开关管Q12、所述开关管Q13、所述开关管Q15和开关管Q16上部分损耗转移到所述开关管Q11和所述开关管Q14上。这样可以均衡A相开关模块中各个开关管的损耗。
可以理解，上述有源钳位三电平拓扑结构中的B相开关模块和C相开关模块的调制原理与A相开关模块的调制原理相同，在此不再赘述。
在图4示出的T型三电平拓扑结构中，以所述A相开关模块中的开关管的控制进行举例说明，在所述调制信号的调制比小于或等于预设阈值时(即进入低电压穿越状态)，所述开关管Q11和所述开关管Q14的损耗低，所述开关管Q12和所述开关管Q13的损耗大。在检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于所述预设阈值时，所述控制器230可以通过向调制信号注入三倍频分量，来改变A相开关模块中多个开关管中不同开关管开通和关断时间。举例说明，在注入三倍频分量的调制信号后，所述调制信号可以控制损耗大的开关管Q12和开关管Q13在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并可以控制损耗小的开关管Q11和所述开关管Q14在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。这样通过向调制信号输入合适的三倍频分量，可以使得所述开关管Q12和所述开关管Q13上部分损耗转移到所述开关管Q11和所述开关管Q14上。这样可以均衡A相开关模块中各个开关管的损耗。
可以理解，上述T型钳位三电平拓扑结构中的B相开关模块和C相开关模块的调制原理与A相开关模块的调制原理相同，在此不再赘述。
请参阅图9，在一些实施例中，所述通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多电平逆变电路的多个开关管中不同开关管开通和关断时间可以包括以下步骤：
步骤S91：获取交流电网的电气参数，并根据所述交流电网的电气参数计算共模注入量。
以上述图1所示的场景为例，所述控制器230可以获取所述交流电网300的电气参数。所述交流电网300的电气参数可以包括交流电网的正序电压值Vp、负序电压值Vn和电压频率等。
所述控制器230可以根据所获取到的所述交流电网300的电气参数计算共模注入量ucmv。
在一种可能的设计中，所述控制器230用于对获取到的所述交流电网300的电气参数计算共模注入量的公式(1)为：
Figure BDA0003823080180000141
其中，ucmv为经过计算得到的共模注入量，k1为幅值参数，k2为所述交流电网300的正序电压系数，k3为所述交流电网300的负序电压系数，Vp为交流电网300的正序电压值，Vn为交流电网300的负序电压值，ω为交流电网300的电压频率，
Figure BDA0003823080180000142
为共模注入量ucmv与调制信号Ua的相位差。
举例说明，在一些具体的应用场景中，K1可以为取值为1，K2可以为取值为0.8，K3可以为取值为0.8，
Figure BDA0003823080180000143
可以取值为0。需要说明的是，上述的关于K1、K2、K3和
Figure BDA0003823080180000144
的取值只是作为一种可能的示例，本申请对此不作具体限定。
步骤S92：对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量。
可以理解的是，由于计算得到的共模注入量ucmv可能会发生剧变，导致所述多电平逆变电路200中各相的输出电压差异较大。因此，为了保证计算所得到的共模注入量ucmv不会发生剧变，需要对计算得到的共模注入量ucmv的进行限幅处理，即本申请实施例对计算得到的共模注入量ucmv进行大小控制，减弱甚至可以避免上述情况的发生。
本申请实施例中可以对共模注入量ucmv进行限幅处理，输出三倍频分量ucmv_lmt。
作为示例，所述三倍频分量ucmv_lmt可以利用以下公式(2)来获得。
Figure BDA0003823080180000145
可以理解的是，在上述公式(2)中，ucmv_lmt为三倍频分量，uup为第一阈值，udn为第二阈值。
当所述共模注入量ucmv大于第一阈值uup，所述三倍频分量ucmv_lmt＝uup。当所述共模注入量ucmv小于第二阈值udn，所述三倍频分量ucmv_lmt＝udn。当所述共模注入量ucmv大于第二阈值udn且小于第一阈值uup时，所述三倍频分量ucmv_lmt＝ucmv。
作为示例，所述第一阈值uup可以利用以下公式(3)来获得。
uup＝1–max(Ua,Ub,Uc) (3)
其中，在上述公式(3)中，max(Ua,Ub,Uc)为调制信号Ua、调制信号Ub和调制信号Uc中的最大值。举例来说，假设调制信号Ua为0.5，调制信号Ub为0.3，调制信号Uc为0.7，那么第一阈值uup为0.3。
作为示例，所述第二阈值udn可以利用以下公式(4)来获得。
udn＝-1–min(Ua,Ub,Uc) (4)
其中，在上述公式(4)中，min(Ua,Ub,Uc)为调制信号Ua、调制信号Ub和调制信号Uc中的最小值。举例来说，假设调制信号Ua为0.5，调制信号Ub为0.3，调制信号Uc为0.7，那么第二阈值udn为-1.3。
作为示例，若调制信号Ua为0.5，调制信号Ub为0.3，调制信号Uc为0.7，uup为0.3，udn为-1.3。若共模注入量ucmv为-1.5，共模注入量ucmv小于第二阈值udn，所述三倍频分量ucmv_lmt＝udn。假设所述共模注入量ucmv为0.2，共模注入量ucmv大于第二阈值udn且小于第一阈值uup，所述三倍频分量ucmv_lmt＝ucmv。若共模注入量ucmv为0.5，共模注入量ucmv大于第一阈值uup，所述三倍频分量ucmv_lmt＝uup。
由上述的示例可知，所述控制器230通过对所述共模注入量进行大小控制，即对共模量ucmv进行限幅处理，输出三倍频分量ucmv_lmt。这样可以保证计算所得到的共模注入量ucmv不会发生剧变。
步骤S93：将所述三倍频分量注入所述调制信号，并采用注入所述三倍频分量的调制信号对所述多电平逆变电路进行控制。
本实施例中，通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多电平逆变电路的多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使所述三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。
具体的计算可以参见如下公式(5)。
Uaout＝Ua+ucmv
Ubout＝Ub+ucmv
Ucout＝Uc+ucmv (5)
其中，在上述的公式(5)中，Ua、Ub和Uc分别是原始的A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号。Uaout、Ubout和Ucout分别为控制后的A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号。
如图10所示，为将三倍频分量注入到调制信号的示意图。在得到三倍频分量ucmv_lmt之后，所述控制器230需要进一步将所述三倍频分量注入调制信号，例如将每一相初始调制信号(调制信号Ua、调制信号Ub和调制信号Uc)分别与所述三倍频分量ucmv_lmt进行一一对应的波形叠加，从而可以得到调制信号Uaout、Ubout和Ucout。
可以理解，本申请的实施例可以采用注入所述三倍频分量的调制信号对所述多电平逆变电路进行不连续脉冲宽度调制。
可以理解，在得到控制后的A相调制信号Uaout、B相调制信号Ubout和C相调制信号Ucout之后，所述控制器230还可以将控制后的A相调制信号Uaout、B相调制信号Ubout和C相调制信号Ucout调制为开关网络210的驱动信号，以驱动所述开关网络210向所述滤波器220输出多电平，即所述多电平逆变电路200可以输出三相桥臂电压给滤波器220。所述滤波器220可以将多电平转变为输入所述交流电网300的交流电。
在一种更为具体地实现方式中，如图11所示，所述控制器230可以将控制后的A相调制信号Uaout与载波信号进行比较后，输出与所述A相开关模块212中的开关管对应的驱动信号，具体用于将控制后的A相调制信号Uaout调制为A相开关模块212中的驱动信号，以驱动所述A相开关模块212中进行工作。
图11仅示出三倍频分量叠加A相调制信号Ua为例对所述A相开关模块212的驱动调制过程。可以理解，B相开关模块214和C相开关模块的驱动调制过程可以与上述A相开关模块212的驱动调制相同。
例如，所述控制器230可以将控制后的B相调制信号Ubout与载波信号进行比较后，输出与所述B相开关模块214中的开关器件对应的驱动信号，具体用于将控制后的B相调制信号Ubout调制为B相开关模块214中的驱动信号，以驱动所述B相开关模块214中进行工作。所述控制器230可以将控制后的C相调制信号Ubout与载波信号进行比较后，输出与所述C相开关模块216中的开关器件对应的驱动信号，具体用于将控制后的C相调制信号Ubout调制为C相开关模块216中的驱动信号，以驱动所述C相开关模块216中进行工作。
采用本申请实施例的多电平逆变电路的控制方法，可以在低电压穿越期间，通过调制信号中注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，进而可以均衡各个开关管的损耗，拓宽了并网逆变器运行工况范围，降低了硬件成本，避免瞬态温升高而降低并网逆变器可靠性的问题。
举例说明，在一种场景下，如图12所示，在5％穿越期间时，采用本申请实施例和未采用本申请实施例的开关管Q11、开关管Q12和二极管D1(或者开关管Q21、开关管Q22和二极管D3，或者开关管Q31、开关管Q32和二极管D5)的损耗对比图。
从图12中可以看出，采用本申请实施例中的多电平逆变电路的控制方法，二极管D1(或者二极管D3和二极管D5)的损耗可以优化83.6W，减少约49％的损耗。
举例说明，在另一种场景下，如图10所示，在20％穿越期间时，采用本申请实施例和未采用本申请实施例的开关管Q11、开关管Q12和二极管D1(或者开关管Q21、开关管Q22和二极管D3，或者开关管Q31、开关管Q32和二极管D5)的损耗对比图。
从图13中可以看出，采用本申请实施例中的多电平逆变电路的控制方法，二极管D1(或者二极管D3和二极管D5)的损耗可以优化77.5W，减少约43％的损耗。
为了便于更好的实施本申请实施例提供的多电平逆变电路的控制方法，本申请实施例还提供一种基于上述多电平逆变电路的控制方法的装置。其中名词的定义与上述多电平逆变安陆的控制方法相同，具体实现细节可以参考方法实施例中的说明。
请参阅图14，图14是本申请实施例中的控制器230的一种结构示意图。其中，所述控制器230可以用于执行图8和图9中所描述的多电平逆变电路的控制方法的部分或全部步骤，具体请参见图8和图9中的相关描述。
所述控制器230可以包括获取单元231、计算单元233、限幅输出单元234、注入单元235和调制单元232，具体可以如下：
所述获取单元231还可以用于获取所述调制信号的调制比。
所述获取单元231获取调制波和所述交流电网300的电气参数。
所述计算单元233用于在所述调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时，通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使所述三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。
具体地，所述计算单元233还用于根据所述交流电网300的电气参数计算共模注入量。
所述限幅输出单元234用于对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量。
所述注入单元235用于将所述三倍频分量注入所述调制信号，以得到注入所述三倍频分量的调制信号。所述调制单元232可以采用注入所述三倍频分量的调制信号对所述多电平逆变电路进行控制。
具体地，所述计算单元233还可以在所述调制比小于调制比阈值时，根据所述交流电网的电气参数计算所述共模注入量。
在三相电网中，调制信号包括A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号。所述注入单元235用于将三倍频分量分别叠加到A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号中，以得到控制后的A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号。
所述限幅输出单元234还用于若所述共模注入量的幅值大于第一阈值，则所述三倍频分量等于所述第一阈值；若所述共模注入量的幅值小于第二阈值，则所述三倍频分量等于所述第二阈值；若所述共模注入量的幅值大于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述三倍频分量等于所述共模注入量。
需要说明的是，其具体实施可以参见上述方法实施例，此处不再赘述。
请参阅图15所示，为本申请实施例提供的控制器230的另一结构示意图。在一个实施例中，所述控制器230包括存储器101及至少一个处理器102。本领域技术人员应该了解，图11示出的控制器230的结构并不构成本申请实施例的限定，所述控制器230还可以包括比图示更多或更少的其他硬件或者软件，或者不同的部件布置。
在一些实施例中，所述控制器230包括一种能够按照事先设定或存储的指令，自动进行数值计算和/或信息处理的终端，其硬件包括但不限于微处理器、专用集成电路、可编程门阵列、数字处理器及嵌入式设备等。在一些实施例中，存储器101用于存储程序代码和各种数据。所述存储器101可以包括只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存储器(Random Access Memory，RAM)、可编程只读存储器(Programmable Read-Only Memory，PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable Programmable Read-Only Memory，EPROM)、一次可编程只读存储器(One-time Programmable Read-Only Memory，OTPROM)、电子擦除式可复写只读存储器(Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory，EEPROM)、只读光盘(Compact Disc Read-Only Memory，CD-ROM)或其他光盘存储器、磁盘存储器、磁带存储器、或者能够用于携带或存储数据的计算机可读的任何其他介质。
在一些实施例中，所述至少一个处理器102可以包括集成电路，例如可以包括单个封装的集成电路，也可以包括多个相同功能或不同功能封装的集成电路，包括微处理器、数字处理芯片、图形处理器及各种控制芯片的组合等。所述至少一个处理器102是所述控制器的控制核心(Control Unit)，通过运行或执行存储在所述存储器101内的程序或者模块，以及调用存储在所述存储器101内的数据，以执行控制器230的各种功能和处理数据。上述以软件功能模块的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能模块存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，终端，或者网络设备等)或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的部分。所述存储器101中存储有程序代码，且所述至少一个处理器102可调用所述存储器101中存储的程序代码以执行相关的功能。在本申请的一个实施例中，所述存储器101存储多个指令，所述多个指令被所述至少一个处理器102所执行以实现上述多电平逆变电路的控制方法。具体地，所述至少一个处理器102对上述指令的具体实现方法可参考图8和图9对应实施例中相关步骤的描述，在此不赘述。
请一并参阅图16，图16为本申请实施例中并网逆变器400的结构示意图。
可以理解，本申请实施例中的并网逆变器400可以包括控制器230和多电平逆变电路200。所述控制器230可以获取交流电网的电气参数，并根据交流电网的电气参数来计算共模注入量，并可以对所述共模注入量进行大小控制，得到控制后的三倍频分量，并向调制信号注入所述三倍频分量。
所述控制器230可以包括获取单元231、计算单元233、限幅输出单元234、注入单元235和调制单元232。
其中，所述获取单元231获取调制信号和所述交流电网300的电气参数。所述计算单元233用于在所述调制信号的调制比小于或等于预设阈值时，根据所述交流电网300的电气参数计算共模注入量。所述限幅输出单元234用于对所述共模注入量进行大小控制，输出三倍频分量。所述注入单元235用于将所述三倍频分量注入所述调制信号，得到注入三倍频分量后的调制信号。所述调制单元232可以采用所述注入三倍频分量后的调制信号对多电平逆变电路进行控制。
可以理解，所述控制器230的具体实施可以参见上述实施例，此处不再赘述。
本申请实施例还提供了一种存储介质。其中，所述存储介质中存储有计算机指令，所述指令在控制器上运行时，使得所述控制器可以执行前述实施例提供的多电平逆变电路的控制方法。
本技术领域的普通技术人员应当认识到，以上的实施方式仅是用来说明本申请，而并非用作为对本申请的限定，只要在本申请的实质精神范围之内，对以上实施方式所作的适当改变和变化都落在本申请要求保护的范围之内。

Claims (18)

1.一种多电平逆变电路的控制方法，用于通过调制信号对在直流源和交流电网之间进行直流和交流变换的多电平逆变电路控制，其特征在于，
所述多电平逆变电路包括多个开关管，所述多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压，所述调制信号用于分别控制所述多个开关管的导通和关断；
所述控制方法包括：
检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时；
通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使所述三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第二开关管之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管和所述第三开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第三开关管与所述直流源的第二端之间，所述第一开关管和所述第二开关管之间的节点电连接于第一二极管的阴极，所述第一二极管的阳极电连接于第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极电连接于所述第三开关管和所述第四开关管之间的节点；所述控制方法还包括：
通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管和所述第三开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第二开关管之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管和所述第三开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第三开关管与所述直流源的第二端之间，所述第五开关管电连接于所述第一开关管与所述第二开关管之间的节点和所述第六开关管之间，所述第六开关管电连接于所述第三开关管与所述第四开关管之间的节点和所述第五开关管之间；所述控制方法还包括：
通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管、所述第三开关管、所述第五开关管和所述第六开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第四开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第一开关管和所述直流源的第二端之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管与所述第四开关管之间的节点和所述第三开关管之间，所述第三开关管电连接于电容模块与所述第二开关管之间，所述电容模块电连接于所述直流源的第一端和第二端之间；所述控制方法还包括：
通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管和所述第三开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
5.根据权利要求1-4任意一项所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
获取所述交流电网的电气参数；
根据所述交流电网的电气参数计算共模注入量，并对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量；
将所述三倍频分量注入所述调制信号，并采用注入所述三倍频分量的调制信号对所述多电平逆变电路进行控制。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号；
计算所述共模注入量的公式为：
Figure FDA0003823080170000021
其中，ucmv为计算得到的所述共模注入量，k1为幅值参数，k2为所述交流电网的正序电压系数，k3为所述交流电网的负序电压系数，Vp为所述交流电网的正序电压值，Vn为所述交流电网的负序电压值，ω为所述交流电网的电压频率，
Figure FDA0003823080170000022
为所述共模注入量ucmv与A相调制信号Ua的相位差。
7.根据权利要求5或6所述的控制方法，其特征在于，所述对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量包括：
若所述共模注入量的幅值大于第一阈值，则所述三倍频分量等于所述第一阈值；
若所述共模注入量的幅值小于第二阈值，则所述三倍频分量等于所述第二阈值；
若所述共模注入量的幅值大于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述三倍频分量等于所述共模注入量。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc；
所述第一阈值的计算公式为：
uup＝1–max(Ua,Ub,Uc)；
其中，uup为所述第一阈值，max(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最大者。
9.根据权利要求7或8所述的控制方法，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc；
所述第二阈值的计算公式为：
udn＝-1–min(Ua,Ub,Uc)
其中，udn为所述第二阈值，min(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制波Ua、所述B相调制波Ub和所述C相调制波Uc中的最小者。
10.一种并网逆变器，其特征在于，包括控制器以及多个开关管；
所述控制器，用于通过调制信号对连接在直流源和交流电网之间进行直流和交流的相互变换的所述多个开关管进行控制；其中，所述多个开关管上形成相互成120度错相的三相桥臂电压；
所述控制器，还用于在检测到所述调制信号的调制比降低到小于或等于预设阈值时；
通过向所述调制信号注入三倍频分量，以改变所述多个开关管中不同开关管开通和关断时间，以使其中损耗大的开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，其中损耗小的开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加，并使所述三相桥臂电压分别包含所述三倍频分量。
11.根据权利要求10所述的并网逆变器，其特征在于，
所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第二开关管之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管和所述第三开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第三开关管与所述直流源的第二端之间，所述第一开关管和所述第二开关管之间的节点电连接于第一二极管的阴极，所述第一二极管的阳极电连接于第二二极管的阴极，所述第二二极管的阳极电连接于所述第三开关管和所述第四开关管之间的节点；
所述控制器还用于：通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管和所述第三开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
12.根据权利要求10所述的并网逆变器，其特征在于，
所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第二开关管之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管和所述第三开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第三开关管与所述直流源的第二端之间，所述第五开关管电连接于所述第一开关管与所述第二开关管之间的节点和所述第六开关管之间，所述第六开关管电连接于所述第三开关管与所述第四开关管之间的节点和所述第五开关管之间；
所述控制器还用于：通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管、所述第三开关管、所述第五开关管和所述第六开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
13.根据权利要求10所述的并网逆变器，其特征在于，
所述多个开关管包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管电连接于所述直流源的第一端和所述第四开关管之间，所述第四开关管电连接于所述第一开关管和所述直流源的第二端之间，所述第二开关管电连接于所述第一开关管与所述第四开关管之间的节点和所述第三开关管之间，所述第三开关管电连接于电容模块与所述第二开关管之间，所述电容模块电连接于所述直流源的第一端和第二端之间；
所述控制器还用于：通过向所述调制信号注入所述三倍频分量，以使所述第二开关管和所述第三开关管在所述调制信号的一个信号周期内导通时间减少或开关次数降低，并使所述第一开关管和所述第四开关管在一个开关周期内导通时间增加或开关次数增加。
14.根据权利要求10-13任意一项所述的并网逆变器，其特征在于，所述控制器还用于：
获取所述交流电网的电气参数；
根据所述交流电网的电气参数计算共模注入量，并对所述共模注入量进行大小控制，输出所述三倍频分量；
将所述三倍频分量注入所述调制信号，并采用注入所述三倍频分量的调制信号对所述多个开关管进行控制。
15.根据权利要求14所述的并网逆变器，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号、B相调制信号和C相调制信号；
所述控制器计算所述共模注入量的公式为：
Figure FDA0003823080170000041
其中，ucmv为计算得到的所述共模注入量，k1为幅值参数，k2为所述交流电网的正序电压系数，k3为所述交流电网的负序电压系数，Vp为所述交流电网的正序电压值，Vn为所述交流电网的负序电压值，ω为所述交流电网的电压频率，
Figure FDA0003823080170000042
为所述共模注入量ucmv与所述A相调制信号Ua的相位差。
16.根据权利要求14或15所述的并网逆变器，其特征在于，
若所述共模注入量的幅值大于第一阈值，则所述三倍频分量等于所述第一阈值；
若所述共模注入量的幅值小于第二阈值，则所述三倍频分量等于所述第二阈值；
若所述共模注入量的幅值大于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述三倍频分量等于所述共模注入量。
17.根据权利要求16所述的并网逆变器，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc；
所述第一阈值的计算公式为：
uup＝1–max(Ua,Ub,Uc)；
其中，uup为所述第一阈值，max(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最大者。
18.根据权利要求16或17所述的并网逆变器，其特征在于，所述调制信号包括A相调制信号Ua、B相调制信号Ub和C相调制信号Uc；
所述第二阈值的计算公式为：
udn＝-1–min(Ua,Ub,Uc)
其中，udn为所述第二阈值，min(Ua,Ub,Uc)为所述A相调制信号Ua、所述B相调制信号Ub和所述C相调制信号Uc中的最小者。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115848200A (zh) * 2023-02-06 2023-03-28 石家庄科林电气股份有限公司 群控充电系统及其控制方法

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