CN115296431B - 同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及ec-wpt系统 - Google Patents

同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及ec-wpt系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电场耦合无线电能传输(EC‑WPT)技术领域，具体公开了一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及EC‑WPT系统，同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构包括十六块分裂极板，十六块分裂极板成对连接，该耦合机构从原理上消除了同侧耦合以及解决了由此产生的系统失谐问题。理论分析表明，该耦合机构的主耦合系数与传统耦合机构的主耦合系数基本相同，并且在x轴偏移情况下仍能保持解耦效果。当负载在较大范围内变化时，基于解耦型耦合机构的EC‑WPT系统能够始终运行在谐振状态。

Description

同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及EC-WPT系统
技术领域
本发明涉及电场耦合无线电能传输(EC-WPT)技术领域，尤其涉及一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统。
背景技术
电场耦合无线电能传输(Electric-field Coupled Wireless Power Transfer,EC- WPT)和磁场耦合无线电能传输(Magnetic-field Coupled Wireless PowerTransfer,MC-WPT)作为两种主要的无线电能传输(Wireless Power Transfer, WPT)技术，已经引起了越来越多的学者关注。EC-WPT系统通过金属极板之间的高频交变电场来传输电能，所采用的电场耦合机构具有设计灵活性高、重量和体积小等优点。近年来，在对体积和重量有严格要求的无人机、水下自主机器人、电动汽车和轨道交通等应用领域中，围绕EC-WPT技术的研究逐渐增多。
随着电气设备类型的增加，不同功率等级的充电要求也随之增加。以电动车为例，电动汽车、电动卡车和电动公共汽车等不同类型车辆所需的充电功率范围覆盖了3.7kW至22kW。为了适应不同应用的无线充电功率的要求，需要重复研发适用于WPT系统的不同容量的电能变换装置。可扩展的模块化设计作为一种较优的解决思路，通过将多个具有适当功率容量的WPT模块级/并联，从而构建不同功率级别的WPT系统，用以满足实际用电需求。
然而，现有模块化WPT系统的研究主要集中于MC-WPT技术。在模块化 MC-WPT系统中，多个功率通道之间存在同侧耦合作用，这会影响系统的谐振状态，进而导致系统的传输功率和效率的下降。现有消除模块化MC-WPT系统中不利于系统谐振的同侧耦合影响的方法主要分为电路解耦法和磁路解耦法。
在电路解耦方法中，为了消除同侧耦合，需要在原始系统中添加附加元件或装置，如辅助电容、共享电容或变压器。这些方法利用附加元件或装置的阻抗来抵消耦合线圈之间因交叉耦合而产生的互感，从而实现电路解耦。然而，由于采用了更多的元器件，这些方法在重量和体积上都没有优势。此外，由此衍生出的高阶补偿网络的参数设计问题也使得系统设计变得更加复杂。
在磁路解耦方法中，为了消除同侧耦合，设计了多种带有两个解耦线圈的传能线圈，如双极线圈、DDQ线圈以及四极环线圈等。通过合理设计绕组的形状和相对位置，能够使得两个线圈之间的互感为零。这种方法从根本上解决了线圈之间的交叉耦合，相比于电路解耦法更简单直接。然而，这些现有方法仅适用于MC-WPT系统中耦合线圈的解耦。类似于MC-WPT系统，在具有多发射和/或多接收的电场耦合机构中，各耦合极板之间也存在复杂的耦合电容。多发射多接收EC-WPT系统耦合机构的交叉耦合也会影响系统的运行状态，而该问题尚未得到重视和有效解决。
发明内容
本发明提供一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及EC-WPT系统，解决的技术问题在于：多发射多接收的电场耦合机构中，各耦合极板之间存在复杂的耦合电容，影响了系统的运行状态。
为解决以上技术问题，本发明提供一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构，包括多发射结构和多接收结构，所述多发射结构包括4×2阵列式排布的 8块子发射极板p1、p2、p3、p4、p5、p6、p7、p8，所述多接收结构包括4×2阵列式排布的8块子接收极板p9、p10、p11、p12、p13、p14、p15、p16，所述多发射结构和所述多接收结构共包括16块耦合极板，每块所述耦合极板的长和宽均分别为lp2和lp1；
横向顺序排布的4块子发射极板p1、p2、p3、p4与横向顺序排布的p5、p6、p7、p8之间的间距为dp2，4块子发射极板p1、p2、p3、p4相邻的两个极板之间的距离等于4块子发射极板p5、p6、p7、p8相邻的两个极板之间的距离等于dp1，子接收极板p9、p10、p11、p12、p13、p14、p15、p16与8块子发射极板p1、p2、p3、 p4、p5、p6、p7、p8上下对称设置；
子发射极板p1、p2连接作为发射极板P1，子发射极板p3、p4连接作为发射极板P2，子发射极板p6、p7连接作为发射极板P3，子发射极板p5、p8连接作为发射极板P4；
子接收极板p9、p10连接作为接收极板P5，子接收极板p11、p12连接作为接收极板P6，子接收极板p14、p15连接作为接收极板P7，子接收极板p13、p16连接作为接收极板P8。
具体的，所述多发射结构和所述多接收结构之间的距离为h。
优选的，所述耦合极板采用铝板。
本发明还提供一种基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT 系统，包括发射端和接收端；
所述发射端包括直流电源，并联连接所述直流电源的第一高频逆变器、第二高频逆变器，以及连接所述第一高频逆变器的第一发射端谐振网络和连接所述第一发射端谐振网络的所述发射极板P1、所述发射极板P2，连接所述第二高频逆变器的第二发射端谐振网络和连接所述第二发射端谐振网络的所述发射极板P3、发射极板P4；
所述接收端包括所述接收极板P5、所述接收极板P6，以及连接所述接收极板P5、所述接收极板P6的第一接收端谐振网络，连接所述第一接收端谐振网络的第一整流器，连接所述第一整流器的滤波电路，连接所述滤波电路的负载；所述接收端还包括所述接收极板P7、所述接收极板P8，以及连接所述接收极板 P7、所述接收极板P8的第二接收端谐振网络，连接所述第二接收端谐振网络的第二整流器，所述第二整流器并联连接所述滤波电路。
优选的，所述第一高频逆变器与所述第二高频逆变器的驱动信号保持一致，即两者产生的高频交流电压相位相同。
优选的，所述第一发射端谐振网络包括连接在所述第一高频逆变器的第一输出端与所述发射极板P1之间的谐振电感L11，连接在所述第一高频逆变器的第二输出端与所述发射极板P2之间的谐振电感L12，以及连接在所述发射极板 P1与所述发射极板P2之间的外电容Ce1；
所述第二发射端谐振网络包括连接在所述第二高频逆变器的第一输出端与所述发射极板P3之间的谐振电感L21，连接在所述第二高频逆变器的第二输出端与所述发射极板P4之间的谐振电感L22，以及连接在所述发射极板P3与所述发射极板P4之间的外电容Ce2。
优选的，所述第一接收端谐振网络包括连接在所述接收极板P5与所述第一整流器的第一输入端之间的谐振电感L31，连接在所述接收极板P6与所述第一整流器的第二输入端之间的谐振电感L32，以及连接在所述接收极板P5与所述接收极板P6之间的外电容Ce3；
所述第二接收端谐振网络包括连接在所述接收极板P7与所述第二整流器的第一输入端之间的谐振电感L41，连接在所述接收极板P8与所述第二整流器的第二输入端之间的谐振电感L42，以及连接在所述接收极板P7与所述接收极板 P8之间的外电容Ce4。
优选的，谐振电感Li1、Li2满足关系：
其中，i＝{1,2,3,4}，将16个极板连接的电路等效为极板耦合电容网络，对应所述极板耦合电容网络中发射极板P1、发射极板P2的输入端口为端口1，对应所述极板耦合电容网络中发射极板P3、发射极板P4的输入端口为端口2，对应所述极板耦合电容网络中接收极板P5、接收极板P6的输入端口为端口3，对应所述极板耦合电容网络中接收极板P7、接收极板P8的输入端口为端口4，则 Ci为端口i的自电容，ω表示系统工作角频率。
本发明提供的一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及EC-WPT系统，设计了包括十六块分裂极板的解耦型耦合机构，十六块分裂极板成对连接，该耦合机构从原理上消除了同侧耦合以及解决了由此产生的系统失谐问题。理论分析表明，该耦合机构的主耦合系数与传统耦合机构的主耦合系数基本相同，并且在x轴偏移情况下仍能保持解耦效果。当负载在较大范围内变化时，基于解耦型耦合机构的EC-WPT系统能够始终运行在谐振状态。
附图说明
图1是本发明实施例提供的双发射双接收EC-WPT系统电路图；
图2是本发明实施例提供的极板耦合电容网络的四端口网络示图；
图3是本发明实施例提供的双发射双接收电场耦合机构的第一等效电路图；
图4是本发明实施例提供的双发射双接收电场耦合机构的第二等效电路图；
图5是本发明实施例提供的传统双发射双接收电场耦合机构的八极板结构图；
图6是本发明实施例提供的输入阻抗角α与β和RL的关系图(传统耦合机构)；
图7是本发明实施例提供的同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的结构图；
图8是本发明实施例提供的四极板耦合机构的六电容模型图(a)和Z参数模型图(b)；
图9是本发明实施例提供的解耦极板P1-P4示意图；
图10是本发明实施例提供的耦合机构的耦合系数k与传输距离h的关系曲线图；
图11是本发明实施例提供的同侧互容阻抗Zm12和Zm34与x方向偏移量的关系曲线图；
图12是本发明实施例提供的解耦效果实验电路图，(a)端口#1与端口#2,(b) 端口#3与端口#4；
图13是本发明实施例提供的正对情况下解耦效果检测波形图，(a)端口#1 与端口#2,(b)端口#3与端口#4；
图14是本发明实施例提供的在x轴偏移情况下解耦效果检测波形图，(a)端口#1与端口#2,(b)端口#3与端口#4；
图15是本发明实施例提供的基于解耦型耦合机构的EC-WPT系统实验波形图；
图16是本发明实施例提供的传统耦合机构解耦效果检测波形图，(a)端口 #1与端口#2,(b)端口#3与端口#4。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
图1为典型的双发射双接收的EC-WPT系统电路，包括发射端和接收端。发射端包括直流电源，并联连接直流电源的第一高频逆变器、第二高频逆变器，以及连接第一高频逆变器的第一发射端谐振网络和连接第一发射端谐振网络的发射极板P1、发射极板P2，连接第二高频逆变器的第二发射端谐振网络和连接第二发射端谐振网络的发射极板P3、发射极板P4。
接收端包括接收极板P5、接收极板P6，以及连接接收极板P5、接收极板P6的第一接收端谐振网络，连接第一接收端谐振网络的第一整流器，连接第一整流器的滤波电路，连接滤波电路的负载；接收端还包括接收极板P7、接收极板 P8，以及连接接收极板P7、接收极板P8的第二接收端谐振网络，连接第二接收端谐振网络的第二整流器，第二整流器并联连接滤波电路。
第一发射端谐振网络包括连接在第一高频逆变器的第一输出端与发射极板 P1之间的谐振电感L11，连接在第一高频逆变器的第二输出端与发射极板P2之间的谐振电感L12，以及连接在发射极板P1与发射极板P2之间的外电容Ce1。
第二发射端谐振网络包括连接在第二高频逆变器的第一输出端与发射极板 P3之间的谐振电感L21，连接在第二高频逆变器的第二输出端与发射极板P4之间的谐振电感L22，以及连接在发射极板P3与发射极板P4之间的外电容Ce2。
第一接收端谐振网络包括连接在接收极板P5与第一整流器的第一输入端之间的谐振电感L31，连接在接收极板P6与第一整流器的第二输入端之间的谐振电感L32，以及连接在接收极板P5与接收极板P6之间的外电容Ce3。
第二接收端谐振网络包括连接在接收极板P7与第二整流器的第一输入端之间的谐振电感L41，连接在接收极板P8与第二整流器的第二输入端之间的谐振电感L42，以及连接在接收极板P7与接收极板P8之间的外电容Ce4。
双发射双接收EC-WPT系统的耦合机构由八块金属板P1～P8组成，其构成了一个四端口网络。值得注意的是，本实施例考虑了八块极板的全电容模型，即任意两块极板之间都考虑了耦合电容。由S11～S14和S21～S24构成的两个逆变器的驱动信号保持一致，因此逆变器产生的高频交流电压相位相同。对于每个耦合通道，使用由两组谐振电感和一个外电容组成的双边LC补偿网络使系统谐振运行。此外，两个整流器并联连接，将交流电压转换为直流电压。
在图1中，在考虑耦合机构全电容模型情况下，由8块耦合极板组成的电场式耦合机构共有个耦合电容。由所有耦合电容组成的极板耦合电容网络可视为四端口网络，如图2所示。端口上的所有电压和电流都标记在图中，其中对应极板耦合电容网络中发射极板P1、发射极板P2的输入端口为端口1，对应极板耦合电容网络中发射极板P3、发射极板P4的输入端口为端口2，对应极板耦合电容网络中接收极板P5、接收极板P6的输入端口为端口3，对应极板耦合电容网络中接收极板P7、接收极板P8的输入端口为端口4。
将极板Pi和Pj之间的耦合电容定义为Cij，根据文献1(Zhou Wei,Huang Liang,LuoBo,et al.A general mutual coupling model of MIMO capacitive couplinginterface with arbitrary number of ports[J].IEEE Transactions on PowerElectronics, 2021,36(6):6163–6167)中提出的多端口电场耦合机构的一般电容模型，双发射双接收电场耦合机构的端口电压与电流关系可用式(1)中的矩阵方程描述。
其中ω表示系统角频率。矩阵C中所有元素的计算过程已在文献1中详细描述。矩阵中对角线元素Ci定义为端口#i的自电容，其他元素Cmij定义为端口 #i和端口#j之间的互电容。将12个互电容定义为三个类别，即：由Cm12、Cm21、 Cm34和Cm43组成的同侧互电容；由Cm13、Cm31、Cm24和Cm42组成的正对互电容；由Cm14、Cm41、Cm23和Cm32组成的交叉互电容。值得注意的是，Cmij与Cij具有不同的物理含义，前者是指端口之间的互电容，后者是指极板之间的耦合电容。
根据式(1)，耦合机构端口电压表达式如下：
端口#i的电压由两部分组成，第一分量为由端口电流Ii流经自电容Ci上所形成的电压，第二分量是由所有剩余端口上的电流Ij通过互电容Cmij在端口#i 上所产生的感应电压。端口#i上由端口#j电流产生的感应电压定义为：
其中，Zmij定义为端口#i和#j之间的互容阻抗。值得注意的是，在多发射多接收MC-WPT系统中，端口#j的电流在端口#i上产生的感应电压为其中互感M与两个端口之间耦合强弱正相关，即互感M越大，耦合越强。但是在式(3)中，EC-WPT系统的感应电压/>与互电容Cmij负相关，这意味着互电容越小，耦合越强。虽然这一规律类似电容越小其阻抗越大的规律，也符合电容与电感的对偶特性，但是为了让描述耦合强弱的参数与耦合强弱正相关，本文采用与感应电压成正比的互容阻抗Zmij来描述端口间的耦合强弱。
基于式(3)，双发射双接收电场耦合机构的简化等效电路如图3所示，每个端口为由一个自电容和三个电流控制电压源(Current Controlled Voltage Source, CCVS)组成的独立回路。
结合图3中电场耦合机构的等效电路，图1中双发射双接收EC-WPT系统的等效电路如图4所示。基于基波近似法，EC-WPT系统中的全桥逆变器可以等效为交流电压源，而整流器和直流负载可以等效为两个交流负载电阻。与传统的单发射单接收双边LC的EC-WPT系统类似，电感用于补偿耦合机构的自电容，即：图1中的补偿电感和图4中的补偿电感L1、L2、L3和L4满足等式(4)：
其中i＝{1,2,3,4}。由基尔霍夫电压定律(Kirchhoff’s Voltage Law,KVL) 可知，当补偿电感与自电容满足谐振关系时，图4中的等效电路可以用式(5)中的方程表示：
原边电流可从式(5)中计算得到，如式(6)所示。
式(6)的表达式为分数，其分母和分子均由实部(Rn1,Rd1,Rn2,Rd2)和虚部 (Xn1,Xd1,Xn2,Xd2)组成。其中，虚部表示为：
从式(6)(7)中可知，当同侧互容阻抗Zm12和Zm34都为0时，仅通过补偿耦合机构的自电容，就能满足逆变器的输出电压与电流/>和/>相位保持一致。由于Zm12代表端口#1和端口#2的互容阻抗，Zm34代表端口#3和端口#4的互容阻抗，这意味着，当耦合机构同一侧的两个端口解耦时，EC-WPT系统能够谐振运行。否则，系统的输入阻抗角不是0，且系统运行状态会受等效负载Req1和Req2的影响。
以一个具有传统双发射双接收电场耦合机构的运行频率为800kHz的EC- WPT系统为例，研究系统两通道输入阻抗角与负载电阻的关系。图5给出了具有八块金属板P1～P8的传统双发射双接收电场耦合机构的结构。其尺寸为： lg1＝250mm，lg2＝500mm，dg1＝10mm，dg2＝10mm，h＝20mm，同时设定耦合机构的四个外电容值为200pF。基于ANSYS Maxwell有限元仿真得出的电容矩阵数据和文献1中的建模方法，可以计算得到耦合机构所有的自电容和互电容。耦合机构等效电路的主要参数如表1所示，此时耦合机构的同侧互容阻抗 Zm12和Zm34约为6.8Ω。
值得注意的是，需要将与耦合机构并联的外部电容视为耦合机构的一部分，并在建模过程中加以考虑。
表1传统耦合机构的主要参数
将图5中的耦合机构连接到图1的系统电路中，并根据式(4)通过谐振电感补偿自电容，系统输入阻抗角α与β的关系曲线如图6所示。由于耦合机构为对称结构，输入阻抗角几乎相等。此外，当且仅当负载电阻为65Ω时，输入阻抗角α和β都为0。在大多数负载条件下，系统输入阻抗呈容性，而这不利于逆变器开关管工作在零电压开通状态。
为解决上述问题，本例提供一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构，基于分裂极板的解耦型十六极板(双发射双接收)，如图7所示。在所提出的耦合机构中，耦合极板成对连接。具体的，该耦合机构包括多发射结构和多接收结构，多发射结构包括4×2阵列式排布的8块子发射极板p1、p2、p3、p4、p5、 p6、p7、p8，多接收结构包括4×2阵列式排布的8块子接收极板p9、p10、p11、 p12、p13、p14、p15、p16，多发射结构和多接收结构共包括16块耦合极板，每块耦合极板的长和宽均分别为lp2和lp1；
横向顺序排布的4块子发射极板p1、p2、p3、p4与横向顺序排布的p5、p6、 p7、p8之间的间距为dp2，4块子发射极板p1、p2、p3、p4相邻的两个极板之间的距离等于4块子发射极板p5、p6、p7、p8相邻的两个极板之间的距离等于dp1，子接收极板p9、p10、p11、p12、p13、p14、p15、p16与8块子发射极板p1、p2、p3、 p4、p5、p6、p7、p8上下对称设置。子发射极板p1、p2连接作为发射极板P1，子发射极板p3、p4连接作为发射极板P2，子发射极板p6、p7连接作为发射极板P3，子发射极板p5、p8连接作为发射极板P4。子接收极板p9、p10连接作为接收极板 P5，子接收极板p11、p12连接作为接收极板P6，子接收极板p14、p15连接作为接收极板P7，子接收极板p13、p16连接作为接收极板P8。
因此，从耦合机构的等效电路角度来看，所提出的十六耦合机构仍为八极板，对应于图5中传统耦合机构的P1～P8。
为了对比前后两种耦合机构的特性，设定基于分裂极板的耦合机构的几何尺寸与图5中的耦合机构相同。尺寸为：lp1＝120mm，lp2＝500mm，dp1＝10mm， dp2＝10mm，h＝20mm，设定耦合机构的四个外电容值为200pF。同样地，基于ANSYS Maxwell有限元仿真得到电容矩阵和文献1中提出的建模方法，计算得到所提出耦合机构等效电路的主要参数，如表2所列。结果表明，所提出耦合机构的同侧互容阻抗ZCm12和ZCm34值远小于传统的八极板耦合机构的值，且接近于零。因此，由第二节的推导可知，采用所提出的同侧解耦型耦合机构的 EC-WPT系统的逆变器开关能够运行在零电压开通状态。
表2新型耦合机构的主要参数
由于双发射双接收电场耦合机构共有八块耦合极板，极板间的耦合电容电路复杂，不便于清楚说明所提出耦合机构的解耦原理。因此本节以简单且研究较为成熟的四极板构成的二端口网络为例来说明解耦原理。四极板耦合机构的耦合电容网络如图8(a)所示，其等效电路如图8(b)所示。
与双发射双接收耦合机构等效电路类似，四极板耦合机构的等效电路也是由自电容与CCVS构成。两个端口之间的耦合强度由互容抗Zm来表示。在图8 (b)中，耦合机构的互容抗表示为：
其中，
Ce1和Ce2分别为两个端口的外接电容。当Zm为0Ω时，原边电流通过互容抗在副边感应出的电压也为0V，此时两个端口互不影响，即可以理解为两个端口是解耦的。
从图7中所提出的耦合机构中选择P1-P4构成一个四极板耦合机构如图9所示，其等效电路构成了一个二端口网络，即端口#1与端口#2。由于耦合机构是上下对称的，极板P3与极板P1和P2的相对位置和距离是相同的，极板P4与极板P1和P2的相对位置和距离也是相同的，因此极板间的电容满足以下等式：
其中Cij表示图9中Pi和Pj之间的电容。将公式(10)带入(8)和(9)，可以得出Zm为0Ω，即端口#1与端口#2是解耦的。此外，依照该解耦原理，只要耦合机构的上下对称性不被改变，那么耦合机构的解耦特性是不变的。换句话说，在图7中只要由极板P3和极板P4构成端口#2相对于由极板P1和极板P2构成的端口#1在y方向上不发生非对称性偏移，那么端口#1与端口#2始终是解耦的。而所提出的耦合机构的同侧端口之间都满足上述的对称性，因此可以实现耦合机构同侧端口的解耦。同时，当接收端沿x轴和z轴发生偏移时，该耦合机构依然具有解耦特性。
通过将所提出的同侧解耦型分裂极板耦合机构连接到图1所示的电路，建立一个新的EC-WPT系统，其中补偿网络满足式(4)。基于ANSYS Maxwell有限元仿真得到电容矩阵和文献1中提出的建模方法，系统输入阻抗几乎为零。与具有传统耦合机构的系统相比，解决了因交叉耦合而引起的系统失谐问题。
对于EC-WPT系统，耦合机构的耦合系数是反映系统功率传递能力的重要指标。为了简化分析，只考虑了耦合机构的主要耦合通道。在图10中，k1表示由P1、P2、P5和P6组成通道的耦合系数，k2表示由P3、P4、P7和P8组成通道的耦合系数。式(11)中给出了k1和k2的表达式，其中Z定义为自电容和互电容的阻抗。图10显示了解耦型耦合机构的k1和传统耦合机构的k1与k2是相同的，而所提出耦合机构的k2稍小。这意味着，所提出的耦合机构牺牲了一定的耦合系数来换取解耦特性，然而，随着外部电容的增加，这种耦合系数的差异将变小，这意味着所提出的耦合机构的耦合系数几乎与传统耦合机构相同。
在轨道交通无线供电应用领域中，如果图7耦合机构的x方向与车辆的行驶方向保持一致，则需要考虑当耦合机构在x方向上发生偏移时其是否仍具有解耦特性。在图11中，所提出的耦合机构的同侧互阻抗Zm12和Zm34始终保持为零，这表明即使当电场耦合机构沿x方向偏移时，同一侧的两对耦合板总是解耦。这是因为在x方向偏移时，前文解释的耦合机构的对称性仍然保持不变。然而，传统的八极板耦合机构的Zm12和Zm34始终大于5Ω，这将导致系统失谐。
本发明实施例提供的一种同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构及EC- WPT系统，设计了包括十六块分裂极板的解耦型耦合机构，该耦合机构从原理上消除了同侧耦合以及解决了由此产生的系统失谐问题。理论分析表明，该耦合机构的主耦合系数与传统耦合机构的主耦合系数基本相同，并且在x轴偏移情况下仍能保持解耦效果。当负载在较大范围内变化时，基于解耦型耦合机构的EC-WPT系统能够始终运行在谐振状态。
本例搭建了基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统实验装置。逆变器和整流器分别采用了SiC MOSFET和快速恢复二极管。根据上节的结构和尺寸，制作并连接了16块铝板。为了减小趋肤效应，采用绕制在硅铁环形铁心上的0.05mm的高频利兹线补偿电感，外部电容器Ce1～Ce4由高压陶瓷电容器构成。主要系统参数见表1和表3。
表3实验装置主要参数
为了验证所提出耦合机构的同侧解耦特性，进行了测试实验，解耦效果实验电路如图12所示。在图12(a)中，端口#1串联补偿电感并工作于谐振状态，即激励电压u1和电流i1同相，其他3个端口均处于断开状态。根据式(2)，uoc2的矢量形式可表示为：
式(12)中，uoc1与互容阻抗1/(jωCm12)成比例，可以作为端口#1和端口#2解耦的标志量。采用相同的原理以，uoc4为标志量来验证端口#3和端口#4的解耦效果。
图13为当耦合机构正对情况下，解耦型耦合机构解耦效果的检测电路实验波形。在图13(a)中，uoc2的值约为0V，这证明了同侧互阻抗Zm12为0Ω，同时说明了所提出的耦合机构的端口#1和端口#2解耦效果良好。图13(b)中的实验波形说明了所提出耦合机构的端口#3和端口#4解耦效果也较为良好。
图14显示了所提耦合机构在x轴偏移情况下(偏移量为100mm)，解耦效果检测电路的实验波形。结果表明，解耦型耦合机构在极板偏移的情况下仍然具有解耦特性。
在图15(a)中，显示了当两个逆变器的直流输入电压为90V，负载电阻RL为200Ω时，采用同侧解耦型耦合机构的EC-WPT系统的两个逆变器交流输出电压、电流波形以及输出直流电压的波形。结果显示电压u1、u2和电流i1、i2几乎同相(弱感性)。
图15(b)给出了当两个逆变器的直流输入电压为90V，负载电阻RL为20Ω时，采用同侧解耦型耦合机构的EC-WPT系统的两逆变器输出交流电压，电流和负载直流电压的波形。结果显示，电压u1，u2和电流i1，i2仍处于同相位 (弱感性)。
此外，本例还进行了对比实验，在耦合机构相同尺寸情况下，搭建了具有传统双发射双接收电场耦合机构的EC-WPT系统。类似地，基于相同的测试实验电路，完成了传统耦合机构的耦合效果的测试，实验结果如图16所示。结果显示，uoc2与uoc4幅值较大，证明了耦合机构同侧端口之间存在较大的同侧耦合。
系统的输入阻抗角随负载电阻的变化在较大范围内变化，实验数据的变化趋势与理论分析数据几乎一致。
综上，本实施例提出了一种适用于具有多功率传输通道的EC-WPT系统的同侧解耦型电场耦合机构，该耦合机构从原理上消除了同侧耦合以及解决了由此产生的系统失谐问题。具体给出了基于十六块分裂极板的解耦型耦合机构的结构，并将其应用于EC-WPT系统。理论分析表明，该耦合机构的主耦合系数与传统耦合机构的主耦合系数基本相同，并且在x轴偏移情况下仍能保持解耦效果。当负载在较大范围内变化时，基于解耦型耦合机构的EC-WPT系统能够始终运行在谐振状态，实验结果验证了上述理论分析。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构，其特征在于，包括多发射结构和多接收结构，所述多发射结构包括4×2阵列式排布的8块子发射极板p1、p2、p3、p4、p5、p6、p7、p8，所述多接收结构包括4×2阵列式排布的8块子接收极板p9、p10、p11、p12、p13、p14、p15、p16，所述多发射结构和所述多接收结构共包括16块耦合极板，每块所述耦合极板的长和宽均分别为lp2和lp1；
横向顺序排布的4块子发射极板p1、p2、p3、p4与横向顺序排布的p5、p6、p7、p8之间的间距为dp2，4块子发射极板p1、p2、p3、p4相邻的两个极板之间的距离等于4块子发射极板p5、p6、p7、p8相邻的两个极板之间的距离等于dp1，子接收极板p9、p10、p11、p12、p13、p14、p15、p16与8块子发射极板p1、p2、p3、p4、p5、p6、p7、p8上下对称设置；
子发射极板p1、p2连接作为发射极板P1，子发射极板p3、p4连接作为发射极板P2，子发射极板p6、p7连接作为发射极板P3，子发射极板p5、p8连接作为发射极板P4；
子接收极板p9、p10连接作为接收极板P5，子接收极板p11、p12连接作为接收极板P6，子接收极板p14、p15连接作为接收极板P7，子接收极板p13、p16连接作为接收极板P8。
2.根据权利要求1所述的同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构，其特征在于，所述多发射结构和所述多接收结构之间的距离为h。
3.根据权利要求2所述的同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构，其特征在于：所述耦合极板采用铝板。
4.基于权利要求1～3任一项所述同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统，其特征在于：包括发射端和接收端；
所述发射端包括直流电源，并联连接所述直流电源的第一高频逆变器、第二高频逆变器，以及连接所述第一高频逆变器的第一发射端谐振网络和连接所述第一发射端谐振网络的所述发射极板P1、所述发射极板P2，连接所述第二高频逆变器的第二发射端谐振网络和连接所述第二发射端谐振网络的所述发射极板P3、所述发射极板P4；
所述接收端包括所述接收极板P5、所述接收极板P6，以及连接所述接收极板P5、所述接收极板P6的第一接收端谐振网络，连接所述第一接收端谐振网络的第一整流器，连接所述第一整流器的滤波电路，连接所述滤波电路的负载；所述接收端还包括所述接收极板P7、所述接收极板P8，以及连接所述接收极板P7、所述接收极板P8的第二接收端谐振网络，连接所述第二接收端谐振网络的第二整流器，所述第二整流器并联连接所述滤波电路。
5.根据权利要求4所述的基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统，其特征在于：所述第一高频逆变器与所述第二高频逆变器的驱动信号保持一致，即两者产生的高频交流电压相位相同。
6.根据权利要求5所述的基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统，其特征在于：
所述第一发射端谐振网络包括连接在所述第一高频逆变器的第一输出端与所述发射极板P1之间的谐振电感L11，连接在所述第一高频逆变器的第二输出端与所述发射极板P2之间的谐振电感L12，以及连接在所述发射极板P1与所述发射极板P2之间的外电容Ce1；
所述第二发射端谐振网络包括连接在所述第二高频逆变器的第一输出端与所述发射极板P3之间的谐振电感L21，连接在所述第二高频逆变器的第二输出端与所述发射极板P4之间的谐振电感L22，以及连接在所述发射极板P3与所述发射极板P4之间的外电容Ce2。
7.根据权利要求6所述的基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统，其特征在于：
所述第一接收端谐振网络包括连接在所述接收极板P5与所述第一整流器的第一输入端之间的谐振电感L31，连接在所述接收极板P6与所述第一整流器的第二输入端之间的谐振电感L32，以及连接在所述接收极板P5与所述接收极板P6之间的外电容Ce3；
所述第二接收端谐振网络包括连接在所述接收极板P7与所述第二整流器的第一输入端之间的谐振电感L41，连接在所述接收极板P8与所述第二整流器的第二输入端之间的谐振电感L42，以及连接在所述接收极板P7与所述接收极板P8之间的外电容Ce4。
8.根据权利要求7所述的基于同侧解耦型多发射多接收电场耦合机构的EC-WPT系统，其特征在于，谐振电感Li1、Li2满足关系：
其中，i＝{1,2,3,4}，将16个极板连接的电路等效为极板耦合电容网络，对应所述极板耦合电容网络中发射极板P1、发射极板P2的输入端口为端口1，对应所述极板耦合电容网络中发射极板P3、发射极板P4的输入端口为端口2，对应所述极板耦合电容网络中接收极板P5、接收极板P6的输入端口为端口3，对应所述极板耦合电容网络中接收极板P7、接收极板P8的输入端口为端口4，则Ci为端口i的自电容，ω表示系统工作角频率。
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