CN115128652A - 一种基于5g载波相位的定位方法 - Google Patents

一种基于5g载波相位的定位方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于5G载波相位的定位方法，主要包括用以下步骤；5G基站发射载波相位定位参考信号(C‑PRS)来支持UE获得载波相位测量；C‑PRS可以是纯载波的正弦信号，其载波频率为预先配置或预先定义的载波频率，也可以考虑用随机序列调制的C‑PRS，传输C‑PRS的相邻小区的载波频率将取决于小区。纯正弦信号的C‑PRS，其带宽非常小，仅取决于基站发射机的损伤，因此，来自不同小区的C‑PRS信号之间的子载波间隔可以非常小，远小于数据通信的子载波间隔。此外，C‑PRS信号的传输可以在载波的边缘或载波的保护带进行，因而不会对相邻载波造成信道间干扰。基站发射机至少确定一个发送C‑PRS信号的发送波束，将所述发送波束按照指定波束方向进行波束赋形。

Description

一种基于5G载波相位的定位方法
技术领域
本发明涉及无线通信定位技术领域，尤其涉及一种基于5G载波相位的定位方法。
背景技术
5G移动通信技术，作为目前无线通信的主流，由于其一些优良特性，在导航定位方面具有广阔的前景，具体优势如下：
高载波频率：高载波频率可产生精确的载波相位导航观测值，并减少由于高路径信号丢失而产生的多径效应；广域覆盖：5G通过波束赋形解决毫米波(mmWaves)高信号路径的损耗问题，实现5G网络覆盖需建设大量的基站；几何多样性：蜂窝网络通过建造蜂窝基站来提供更好的覆盖，具有良好的几何结构。大带宽：虽然单个LTE信号的带宽高达20MHz，但单个5G信号在毫米波段的带宽高达400MHz，这使得它不太容易受到多路径错误的影响，可以以更短的延迟区分视线(LOS)信号的多路径分量；高接收功率：来自蜂窝塔附近的蜂窝信号的接收载波噪声比(C/N0)比GPS信号高20dBHz以上；波束赋形：5G采用波束赋形技术，可以使信号在三维内定向传输。
5G中的波束成形需要了解用户的位置，这意味着基于5G的定位不仅是一种辅助服务，而且对于高数据传输的资源分配和波束成形至关重要。在定位体制中，载波相位作为一种常用的GNSS测距方法，其相关的技术已相当成熟，在蜂窝网络中利用载波相位进行定位，充分结合5G的优势，具有极大的研究意义和发展前景。
3GPP(3rd Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)TS 22.862标准中定义下一代无线通信系统在80％的应用场景中支持小于3米的定位精度，同时，3GPPTS 22.261标准中还定义无线通信系统在某些应用场景中应该支持0.5米的高精度定位要求。根据目前的评估结果可知，受基站密度，小区边缘等因素的影响，现有的基于无线通信网络信号的定位方法的定位误差范围从十几米级到几十米或更大，难以达到下一代3GPP无线通信系统的定位精度要求。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种基于5G载波相位的定位方法，该方法通过5G基站发射载波相位定位参考信号(C-PRS)来支持UE获得载波相位测量，并针对载波相位测量中存在的整周模糊度问题，提供一种解决方法，可以更快速可靠的对整周模糊度进行搜索，并最终获得基于5G载波相位的厘米级定位精度。
本发明通过下述技术方案实现：
为实现上述目的，本发明提供了一种基于5G载波相位的定位方法，主要包括用以下步骤；
步骤S1：5G基站发射载波相位定位参考信号(C-PRS)来支持UE获得载波相位测量；C-PRS可以是纯载波的正弦信号，其载波频率为预先配置或预先定义的载波频率，也可以考虑用随机序列调制的C-PRS，传输C-PRS的相邻小区的载波频率将取决于小区。
纯正弦信号的C-PRS，其带宽非常小，仅取决于基站发射机的损伤，因此，来自不同小区的C-PRS信号之间的子载波间隔可以非常小，远小于数据通信的子载波间隔。此外，C-PRS信号的传输可以在载波的边缘或载波的保护带进行，因而不会对相邻载波造成信道间干扰。
基站发射机至少确定一个发送C-PRS信号的发送波束，将所述发送波束按照指定波束方向进行波束赋形，并利用赋形后的发送波束发送至少一个CPRS信号至用户接收机。
步骤S2：用户接收机对基站发射机发射的5G信号进行捕获，捕获阶段的目的是确定接收机附近的基站发射机，并粗略估计其相应的开始时间和多普勒频率。为此，在采集到周围gNB的载波频率后，用户接收机开始以至少足够的采样率对5G信号进行采样，以捕获整个SSB/PBCH带宽，并通过去除载波频率将信号转换到基带域，然后，对当前定位操作的开始时间和多普勒频率进行搜索并捕获。
对于C-PRS的捕获，用户接收机至少确定一个接收的C-PRS信号的发送波束，将所述接收波束按照指定波束方向进行波束赋形，并利用赋形后的接收波束接收至少一个CPRS信号。
步骤S3：在获得开始时间和多普勒频率的初始粗略估计值后，用户接收机通过跟踪环路细化并保持这些估计值。具体的，载波相位跟踪使用锁相环(PLL)，其由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器(VCO)组成，通过检测输入信号和输出信号的相位差，并将检测出的相位差信号通过鉴相器转换成电压信号输出，经滤波器滤波后形成压控振荡器的控制电压，对振荡器输出信号的频率实施控制，再通过反馈通路把振荡器输出信号的频率、相位反馈到鉴相器，通过对接收到的信号进行处理，从其中提取某个时钟的相位信息。
步骤S4：对用户接收机使用载波相位测量准确确定接收机的位置，由于载波相位测量误差很小，一般只有载波波长的10％左右。载波相位定位的主要难点是相位测量中含有载波波长的未知数整数倍，俗称整数模糊(IA)。如何在短时间内快速、可靠地搜索相位测量中的IA，是载波相位定位的关键问题。
在GNSS中，用户无法控制GNSS信号的传输方式，即无法控制传输频率的配置、传输功率等。与GNSS不同的是，NR载波相位定位的优势之一是网络可能实际控制了NR信号的传输。这就为NR载波相位定位支持更快速可靠地搜索NR相位测量的整数模糊性提供了机会。在本发明中，将介绍的一种基于NR载波相位测量的整数模糊搜索的方法，具体步骤如下：
假设用户接收器a从基站发射机测量PRS和C-PRS。获得发射机i的TOA测量值
Figure BDA0003667515360000031
和相位测量
Figure BDA0003667515360000032
则
Figure BDA0003667515360000033
和
Figure BDA0003667515360000034
可表述为：
Figure BDA0003667515360000035
Figure BDA0003667515360000036
其中，
Figure BDA0003667515360000037
以米为单位。
Figure BDA0003667515360000038
是发射机和接收机之间的几何距离，c是光速。br和bt分别是接收机和发射机的时钟偏移量。
Figure BDA0003667515360000039
以周期表示。λ是C-PRS的载波频率的波长。
Figure BDA00036675153600000310
是未知的整数模糊数。
Figure BDA00036675153600000311
是TOA测量误差，包含多径和测量噪声，以及
Figure BDA00036675153600000312
为相位测量误差，包含相位多径和相位噪声。
对于利用相位测量进行定位，具有挑战性的问题是搜索相位测量中包含的未知整数模糊性。对于未知整数模糊性的搜索，首先要根据TOA和相位测量结果确定未知整数模糊性的搜索空间。由式(1)和(2)可得：
Figure BDA00036675153600000313
公式(3)表明，整数模糊性的搜索空间取决于测量不确定度
Figure BDA00036675153600000314
一般来说，相位测量误差只是载波波长的一小部分，因此整数模糊的搜索空间主要取决于TOA测量误差之间的比值
Figure BDA00036675153600000315
和载波波长λ。
为了减小整数模糊的搜索空间，NR定位网络应首先设法减小TOA测量误差。对于NR定位，可以通过采用较大的PRS传输带宽、较长的PRS持续时间、较大的PRS功率等方法将TOA测量误差降低到几米。但出于对资源占用等原因的考虑，一般情况下进一步减小TOA测量误差是不现实的。波长λ与C-PRS载波频率直接相关。网络可以使用较低的C-PRS载波频率，以获得较长的波长，但这要受数据通信的无线电频率的限制。当C-PRS以1.5GHz或更大的频率传输时，波长λ将为20cm或更短。因此，整数模糊性N的搜索空间可能仍然相当大。
进一步的，本发明通过引入一种"虚拟波长"的"虚拟相位测量"来减少整数模糊性的搜索空间的方法，其目的是可以利用NR定位网络的优势控制C-PRS传输，使"虚拟波长"比C-PRS载波的波长长很多。发射机不是只用一个频率来传输C-PRS，而是用两个或多个频率来传输C-PRS信号，以获得多个频率的相位测量。然后，通过这些相位测量值的特殊组合，形成"虚拟相位测量"的长"虚拟波长"。由于C-PRS是纯正弦信号，所以在不同频率上传输多个C-PRS信号可能不会对无线电资源的使用造成影响。
为了简明起见，本发明将以每个发射机用两个频率发射C-PRS来阐述该方法原理，同样的原则也适用于C-PRS以两个以上的频率发射的情况。
假设C-PRS信号的传输频率为f1和f2同时，PRS信号也会从基站发射机传输到TOA测量中，其中，PRS传输在传输频率、带宽和功率等方面与C-PRS传输无关。TOA测量和相位测量P1和P2从C-PRS的频率f1和f2可表示为：
T＝r+c(br-bt)+wT (4)
λ1P1＝r+c(br-bt)+λ1N1+wP1 (5)
λ2P2＝r+c(br-bt)+λ2N2+wP2 (6)
为简单明起见，这里省略了代表发射机和接收机的上标和下标，等式(5)的两边同时乘以λ2/(λ2-λ1)和等式(6)两边同时乘以-λ1/(λ2-λ1)，联合后将得到以下"虚拟"相位测量值Pv:
λvPv＝r+c(br-bt)+λvNv+wv (7)
其中，λv,Nv和wv分别是“虚拟”波长、“虚拟”相位测量的整数模糊性和“虚拟”相位测量误差，具体表示方式如下：
Figure BDA0003667515360000041
Pv＝P1-P2 (9)
Nv＝N1-N2 (10)
wv＝(λ2wP1-λ1wP2)/(λ2-λ1) (11)
式(7)中“虚拟”相位测量Pv，与式(5)和式(6)的形式相同。但是λv不再是真正的载波波长，而是“虚拟波长”。因为传输频率fi(i＝1,2)可以由NR定位网络配置，它提供了使λv远远超过λ1和λ2，这将使整数模糊的搜索空间Nv要远远小于N1和N2。
由式(4)和式(7)，可以得到：
Nv＝(λvPv-T)/λv+(wT-wv)/λv (12)
检索范围Nv主要由(wT-wv)/λv或wT/λv决定，因为相位误差通常比TOA测量误差小得多。在正确选择C-PRS传输频率的情况下，定位精度一般比TOA测量误差小一阶。
获得Nv的同时，也可以进一步寻找整数模糊N1或N2，以获得更精确的定位。整数的模糊性N1可以利用公式(5)和(7)，以及整数模糊性来确定。N2可以利用公式(6)和(7)来确定。例如，从公式(5)和(7)中，可以得到：
N1＝(λ1P1-λvPv+λvNv)/λ1+(wv-w1)/λ1 (13)
搜索空间N1取决于最后一项(wv-w1)/λ1或主要取决于wv.鉴于wv范围在一般情况与λ1同阶，该N1可以根据公式(13)得到，甚至不需要搜索。
此外，整数模糊的搜索实际上不受接收机时钟偏移量和基站偏移量的影响，如公式(12)和(13)所示。但是，这并不必然意味着接收机时钟偏移和基站偏移对基于相位的定位没有影响。接收机时钟偏移和基站偏移的影响将取决于定位算法和其他技术，例如差分运算等。
进一步的，利用相位测量进行定位，有三种基本方法，即
1)无差分操作。TOA和相位测量直接用于计算UE位置，而不使用差分技术。
差分操作。首先对TOA和相位测量进行差分，以消除测量中常见的一些偏置误差。然后用差分测量值来计算UE的位置。有两种常用的差分技术。
2)单一差分操作。对接收机的测量进行差分，以消除测量中与接收机有关的一些常见偏差，如接收机时钟偏移。
3)双差分操作。在单差分操作后，接收机的单差分测量值再次进行差分，以进一步消除发射机的共同误差，如基站时钟偏移。双差分操作通常用于已知一个UE的位置，因此可以作为参考点。
本发明所讨论的快速确定IA的方法适用于上述所有情况，即“无差动”、“单差动”和“双差动”。
进一步的，NR载波相位定位时，针对基站发射机和用户接收机间的时钟误差，采用双差分技术进行消除，具体步骤如下：
假设有两个接收器{a,b}和测量PRS和C-PRS的两台发射机{i,j}，并获得TOA测量值
Figure BDA0003667515360000051
和相位测量
Figure BDA0003667515360000052
由式(1)和(2)可知，单次差分测量，即由接收机测量的差值，x＝{a,b}，从两台发射机{i,j}可表示为：
Figure BDA0003667515360000053
Figure BDA0003667515360000054
其中：
Figure BDA0003667515360000055
Figure BDA0003667515360000061
该
Figure BDA0003667515360000062
是TDOA中所谓的参考信号时间差测量值。由上式可知，单差分操作将消除用户接收机时钟误差对单差分测量的影响，但测量结果仍会受到基站发射机时钟误差的影响。
为了消除基站发射机的时钟误差，可以采用双差分技术，即由两个用户接收机进行差分测量。x＝{a,b}，从两个发射器{i,j}再次进行差分，得到：
Figure BDA0003667515360000063
Figure BDA0003667515360000064
其中：
Figure BDA0003667515360000065
Figure BDA0003667515360000066
如上式所示，双差分操作将消除用户接收机时钟误差和基站发射机时钟误差对双差分测量的影响。
进一步地，采用双差分技术确定用户移动接收机位置时，i个接收机的位置是已知的，作为参考位置。为了求解未知移动接收机位置坐标的3个未知参数，至少需要从4个发射机上获得3个双差分测量数据。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本发明一种基于5G载波相位的定位方法，本发明的在解决整数模糊度之前，NR载波相位测量可以用于确定UE和gNB之间的距离和速度变化，平滑TOA/TDOA测量值，以改善DL-TDOA性能，可提供基于5G载波相位厘米量级的定位精度；
2、本发明一种基于5G载波相位的定位方法，NR载波相位测量也可与GNSS载波相位测量结合在一起，以实现UE的精确定位，同时，基于5G的载波相位定位可以作为GNSS定位补充，满足GNSS在特殊遮挡下无法使用的难题；
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为本发明实施例中可应用的网络结构示意图；
图2为本发明实施例中提供的用于发送C-RPS的子载波分布及频谱示意图；
图3为本发明实施例中基于5G载波相位定位流程图；
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例
本发明参见图1至图3，为本实施例提供的一种基于5G载波相位的定位方法，具体步骤如下：
(1)在发射端，5G基站发射载波相位定位参考信号(C-PRS)来支持UE获得载波相位测量；
本发明实施例中，使用的5G NR定位参考信号(Positioning Reference Signal，PRS)表示所有可用定位的5G NR参考信号，具体参考为3GPP协议的R16版本。移动网络可以为参与定位的发射5G PRS信号的发射端基站配置用于发送PRS的时间和频率资源。
参见图1，本发明实施例中还提供了一种5G NR中的载波相位参考信号(CarrierPhase Reference signals,C-PRS)。具体的，C-PRS可以是纯载波的正弦信号，也可以考虑用随机序列调制的C-PRS，纯正弦信号的C-PRS，其带宽非常小，仅取决于基站发射机的损伤，因此，来自不同小区的C-PRS信号之间的子载波间隔(SCSc)可以非常小，远小于数据通信的子载波间隔(SCSd)。
C-PRS信号的传输可以在载波的边缘或载波的保护带进行，如图1(a)所示。由于载波相位定位信号是纯正弦信号，因此定位信号对相邻载波信号造成信道间频谱可以忽略，如图1(b)所示。此外，由于C-PRS可以在载波边缘或载波的保护频带以非常小的子载波间隔进行传输，因此只需要非常小的数据通信载波资源，节约频率资源。
(2)在接收端，用户接收机对基站发射机发射的5G信号进行捕获，捕获阶段的目的是确定接收机附近的基站发射机，并粗略估计其相应的开始时间和多普勒频率。为此，在采集到周围gNB的载波频率后，用户接收机开始以至少足够的采样率对5G信号进行采样，以捕获整个SSB/PBCH带宽，并通过去除载波频率将信号转换到基带域，然后，对当前定位操作的开始时间和多普勒频率进行搜索并捕获。
(3)在接收端，在获得开始时间和多普勒频率的初始粗略估计值后，用户接收机通过跟踪环路细化并保持这些估计值。
具体的，载波相位跟踪使用锁相环(PLL)，其由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器(VCO)组成，通过检测输入信号和输出信号的相位差，并将检测出的相位差信号通过鉴相器转换成电压信号输出，经滤波器滤波后形成压控振荡器的控制电压，对振荡器输出信号的频率实施控制，再通过反馈通路把振荡器输出信号的频率、相位反馈到鉴相器，通过对接收到的信号进行处理，从其中提取某个时钟的相位信息。
接收机对5G信号跟踪的目的，主要是为了获取可见卫星的伪距测量值和解调卫星信号上的导航电文。
(4)在接收端，对用户接收机使用载波相位测量准确确定接收机的位置，由于载波相位测量误差很小，一般只有载波波长的10％左右。载波相位定位的主要难点是相位测量中含有载波波长的未知数整数倍，俗称整数模糊(IA)。如何在短时间内快速、可靠地搜索相位测量中的IA，是载波相位定位的关键问题。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：
S1：5G基站发射载波相位定位参考信号来支持UE获得载波相位测量；
S2：用户接收机对基站发射机发射的5G信号进行捕获，捕获阶段的目的是确定接收机附近的基站发射机，并估算其相应的开始时间和多普勒频率；
S3：在获得开始时间和多普勒频率的初始估算值后，用户接收机通过跟踪环路细化并保持估算值；
S4：用户接收机通过NR载波相位测量值求解未知整周模糊度值，解算后得到伪距信息，进而获得接收机所在位置的准确信息。
2.根据权利要求1所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述步骤S1中载波相位定位参考信号采用纯载波的正弦信号或随机序列调制的载波相位定位参考信号，其载波频率为预先配置或预先定义的载波频率，传输载波相位定位参考信号的相邻区域的载波频率将取决于周围区域。
3.根据权利要求1所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述步骤S1中5G基站发射机至少确定一个发送载波相位定位参考信号的发送波束，将发送波束按照指定波束方向进行波束赋形，并利用赋形后的发送波束发送至少一个载波相位定位参考信号至用户接收机。
4.根据权利要求1所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述步骤S2中在采集到周围gNB的载波频率后，用户接收机开始以至少足够的采样率对5G信号进行采样，以捕获整个SSB/PBCH带宽，并通过去除载波频率将信号转换到基带域，随后对当前定位操作的开始时间和多普勒频率进行搜索并捕获。
5.根据权利要求1所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述步骤S4中设用户接收器a从基站发射机测量PRS和载波相位定位参考信号，获得发射机i的TOA测量值
Figure FDA0003667515350000011
和相位测量
Figure FDA0003667515350000012
则
Figure FDA0003667515350000013
和
Figure FDA0003667515350000014
可表述为：
Figure FDA0003667515350000015
Figure FDA0003667515350000016
其中，
Figure FDA0003667515350000017
以米为单位，
Figure FDA0003667515350000018
是发射机和接收机之间的几何距离，c是光速，br和bt分别是接收机和发射机的时钟偏移量，
Figure FDA0003667515350000019
以周期表示，λ是C-PRS的载波频率的波长，
Figure FDA00036675153500000110
是未知的整数模糊数，
Figure FDA00036675153500000111
是TOA测量误差，包含多径和测量噪声，以及
Figure FDA00036675153500000112
为相位测量误差，包含相位多径和相位噪声。
6.根据权利要求5所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，对于未知整数模糊性的搜索，首先要根据TOA和相位测量结果确定未知整数模糊性的搜索空间；
Figure FDA0003667515350000021
其中，
Figure FDA0003667515350000022
以米为单位，以周期表示，是C-PRS的载波频率的波长，是未知的整数模糊数，是TOA测量误差，包含多径和测量噪声，以及为相位测量误差，包含相位多径和相位噪声。
7.根据权利要求6所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，整数模糊性的搜索空间取决于测量不确定度
Figure FDA0003667515350000023
相位测量误差为载波波长中的部分，整数模糊的搜索空间主要取决于TOA测量误差之间的比值
Figure FDA0003667515350000024
和载波波长λ。
8.根据权利要求1所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述步骤S4中NR载波相位定位时，针对基站发射机和用户接收机间的时钟误差，采用双差分技术进行消除。
9.根据权利要求8所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，所述双差分由两个用户接收机进行差分测量，x＝{a,b}，从两个发射器{i,j}再次进行差分，得到：
Figure FDA0003667515350000025
Figure FDA0003667515350000026
其中：
Figure FDA0003667515350000027
Figure FDA0003667515350000028
如上式所示，双差分操作将消除用户接收机时钟误差和基站发射机时钟误差对双差分测量的影响。
10.根据权利要求9所述的一种基于5G载波相位的定位方法，其特征在于，采用双差分技术确定用户移动接收机位置时，i个接收机的位置是已知的，作为参考位置，求解未知移动接收机位置坐标的3个未知参数，至少需要从4个发射机上获得3个双差分测量数据。
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