CN115000665B - 一种Wilkinson功分器功分频带精准校正方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种Wilkinson功分器功分频带精准校正方法，本方法包括基于GNSS卫星信号的Wilkinson功分器设计和Wilkinson功分器修正功分频带设计。基于GNSS卫星信号的Wilkinson功分器设计是一种GNSS卫星信号通用分配方法，能够最大限度地适用于全部GNSS全球定位导航系统。Wilkinson功分器修正功分频带设计旨在通过调整微带线分支回路的长度修正其中心频点，进而实现隔离度曲线的等效平移，精准修正其中心频点至理论值。本发明全面提升功分器性能，提升信号隔离度，扩展了功率分配频带，提升了信号隔离度，提高了Wilkinson功分器信号的准确性、完整性、连续性和通用性。
Description
技术领域
本发明属于无线通信领域，具体涉及一种Wilkinson功分器功分频带精准校正方法。
背景技术
随着无线通信技术的快速发展，工作在射频、微波高频段的电路及器件应用越来越广泛，尤其是微波无源器件在其中发挥着非常重要的作用。而功率分配器(简称功分器)则是众多微波无源器件中重要的一种器件。另一方面，在5G通信、物联网以及工业互联网等新型产业应用需求的牵引下，使得电子通信系统中的射频模块的功能集成化日趋增加，同时也给器件/模块的小型化提出了更高的要求。出于降低功分器体积以及提升信号功分质量考虑，微带线技术被广泛地应用于功分器。较为经典的微带功分器具体有：微带分支线定向耦合器、双线二分器、Wilkinson功分器。针对超高频卫星信号来说，首先，需要考虑的关键因素是功率分配后卫星信号的完整性，确保功率分配前后卫星信号具有完全相同品质；其次，需要考虑的重要因素是允许一定频带内的信号实现功率分配，保证信号分配的可靠性；第三，需要考虑的重点因素是卫星信号经由功率分配后的信号插入损耗，确保卫星信号调制信息的完整性和精准性；第四，需要考虑的主要因素是功率分配后卫星信号的隔离度，确保分配后卫星信号之间不会相互干扰。因此，采用混合型的功分器，即Wilkinson功分器成为了现超高频卫星信号功率分配的最佳选择。
由于Wilkinson功分器工作在宽带范围内，当功分器工作于中心频点时，其总体性能十分理想。然而，当功分器的工作频率偏移中心频点时，其总体性能会产生偏移或者衰减，包括驻波比、隔离度、反射系数等性能指标。性能指标的偏移或者衰减使得Wilkinson功分器功分信号质量下降，并且为卫星通信设备提供劣质的卫星信息，可能会使得卫星通信设备采取不当解决方案，加剧潜在风险。因此，对于Wilkinson功分器在高精度要求下的应用，精准建模并校正功分频带对于卫星通信设备的稳定性和可靠性起着非常重要的作用。
发明目的
本发明的目的是为了提供一种Wilkinson功分器功分频带精准校正方法。
技术方案
本发明采用的技术方案具体如下：
步骤1：确定Wilkinson功分器的中心频点；
步骤2：根据步骤1，确定Wilkinson功分器分支回路的微带线长度l，完成Wilkinson功分器设计；
步骤3：根据步骤2，利用ADS仿真软件对Wilkinson功分器仿真，验证分支回路微带线设计参数的准确性；
步骤4：根据步骤3，通过调整分支回路的长度修正其中心频点。
进一步地，步骤1中Wilkinson功分器的信号功分范围表示为：
φ′＝[φc-Δφ1 φc+Δφ2]
式中，φ′代表Wilkinson功分器的功分带宽，φc代表Wilkinson功分器的中心频点，Δφ1代表功分信号下限截止频率与中心频点的偏移量，Δφ2代表功分信号上限截止频率与中心频点的偏移量；
Wilkinson功分器拟功率分配信号的频率范围为[φm φn]，则功分信号的下限截止频率和上限截止频率的最优值为：
Wilkinson功分器的中心频点为：
进一步地，步骤2中Wilkinson功分器分支回路的微带线长度l，公式如下：
式中，φ为输入端口与输出端口之间的相位偏移，εe为微带线与基板材料复合后有效介电常数；k0＝2πf/c，f为射频信号中心点频率，c为光速；
其中εe表达式为：
式中，εr为基板材料的介电常数；
式中，d为微带线的厚度，W为微带线的宽度；
式中，Z0为微带线特征阻抗。
进一步地，其中步骤3对输入端口1、输出端口2、和输出端口3在卫星信号频带宽度内的驻波比进行仿真分析，输入端口1的信号经过相同电长度分配到输出端口2和输出端口3，并对应构成两个输出信号；对输出端口的插入损耗进行仿真分析；对输出端口2和输出端口3的隔离性能进行仿真分析；将Wilkinson功分器的实际设计中心频点与已知分支回路的目标中心频点对比。
进一步地，如果步骤3的已知分支回路的目标中心频点与Wilkinson功分器的实际设计中心频点理论值对比有偏差，则步骤4通过调整分支回路的长度修正其中心频点；Wilkinson功分器的实际设计中心频点与已知分支回路的目标中心频点的频差公式为：
式中，l1为Wilkinson功分器实际设计的分支回路长度，p＝0.75×108m/s，频差Δf＝f2-f1，其中f2为已知分支回路的目标中心频点，f1为Wilkinson功分器的实际设计中心频点，f3为假设目标中心频点，l3为f3对应的分支回路的长度；分支回路的长度修正量为：
l3＝l1-Δl
式中，
技术效果
本发明克服了传统的Wilkinson功分器设计方法中心频点偏移导致的总体性能下降的问题，以及Wilkinson功分器对GNSS卫星信号不完全兼容的问题，有效提升了高精度要求下Wilkinson功分器的环境适应性，能够最大限度地适用于全部GNSS全球定位导航系统。
本发明的Wilkinson功分器修正功分频带设计旨在通过调整微带线分支回路的长度修正其中心频点，进而实现隔离度曲线的等效平移，精准修正其中心频点至理论值。Wilkinson功分器信号频带为1.1GHz至1.6GHz，宽度约为0.5GHz，该频带包含了GPS、BDS、GLONASS、Galileo的全部卫星信号频带。修正Wilkinson功分器的中心频点，全面提升功分器性能，提升信号隔离度。扩展了功率分配频带，提升了信号隔离度，提高了Wilkinson功分器信号的准确性、完整性、连续性和通用性。
为进一步说明本发明的功分频带修正精密性和稳定性，对Wilkinson功分器功分频带精准校正综合方法进行性能考核测试。具体试验步骤如下：
步骤1：表1给出了ADS信号功分仿真条件，根据表1设置实验仿真条件；
表1 ADS信号功分仿真条件
步骤2：使用ADS集成的仿真工具Linecalc计算Wilkinson功分器双分支回路，该工具可根据表1所示的仿真条件便捷准确地仿真出分支回路的物理参数，根据仿真结果即可准确构建出Wilkinson功分器；
步骤3：分别得出驻波比、插入损耗和隔离度的曲线；
步骤4：将上述曲线进行分析验证，并进行修正，再次仿真出驻波比、插入损耗和隔离度的曲线，并进行对比分析；
步骤5：重复步骤2)至步骤4)5次，为保证考核测试结果的通用性，随机任选其中一组作为目标测试数据；表2给出了修正前后Wilkinson功分器性能对比；
表2修正前后Wilkinson功分器性能对比表
由表2可知，修正后的Wilkinson功分器的性能指标较修正前有了部分提升。其中，修正后的端口1的驻波比平均值较修正前平均提升了4.46％，修正后的端口2和端口3的驻波比平均值较修正前平均略有下降，下降幅度约为0.23％；修正后的端口1的插入损耗平均值与修正前平均提升了0.65％，性能指标基本持平；修正后的端口2和端口3的隔离度有了显著提升，在频带1.1GHz至1.6GHz之间平均提升了5.46％，可保证全频带内均具有较好的隔离性能。基于此可知，Wilkinson功分器修正模型具有较好的修正性能，为确保Wilkinson功分器精准性提供有效保证。
附图说明
图1是本发明的Wilkinson功分器阻抗变换结构示意图；
图2是本发明的Wilkinson功分器的结构示意图；
图3是本发明的Wilkinson功分器仿真原理图；
图4是本发明的Wilkinson功分器仿真结果图；
图5是本发明的修正后的Wilkinson功分器仿真原理图；
图6是本发明的修正后的Wilkinson功分器仿真结果图；
图7是本发明的操作流程图。
具体实施方式
下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。
本方法提供了基于GNSS卫星信号的Wilkinson功分器设计方法和Wilkinson功分器修正功分频带设计方法。
步骤1，确定Wilkinson功分器的中心频点，Wilkinson功分器的信号功分范围可表示为：
φ′＝[φc-Δφ1 φc+Δφ2] (1)
式中，φ′代表Wilkinson功分器的功分带宽，φc代表Wilkinson功分器的中心频点，Δφ1代表功分信号下限截止频率与中心频点的偏移量，Δφ2代表功分信号上限截止频率与中心频点的偏移量。假设Wilkinson功分器拟功率分配信号的频率范围为[φm φn]，为确保此频率范围内的所有信号均能得到有效功率分配，功分信号下限截止频率φc-Δφ1应低于频率范围的最低值φm，功分信号上限截止频率φc+Δφ2应高于频率范围的最高值φn。基于式(1)所示，功分信号的下限截止频率和上限截止频率的最优值如下所示：
由式(2)可推导出Wilkinson功分器的中心频点如下：
根据Wilkinson功分器的特点可知，其下限截止频率和上限截止频率分别分布于中心频点的两侧并呈现对称分布。因此，功分信号下限截止频率与中心频点的偏移量Δφ1和功分信号上限截止频率与中心频点的偏移量Δφ2关于中心频点φc对称，则有Δφ1＝Δφ2＝Δφ。基于此，式(3)也可表示为：
已知GNSS卫星信号频带为1.1GHz～1.6GHz，宽度约为0.5GHz，即φm＝1.1GHz且φn＝1.6GHz、Δφ1＝Δφ2＝Δφ＝0.25GHz。因此，Wilkinson功分器的中心频点如下所示：
步骤2，确定微带线长度l。微带线技术应用介电常数为3.66的基板材料RogersRO4350B作为信号介质，微带线与基板材料的复合使用会导致其介电常数改变，采用均匀介质介电常数来表示微带线与基板材料复合使用后的有效介电常数，其表达式具体如下：
式中，εe为微带线与基板材料复合后有效介电常数，εr为基板材料的介电常数，d为微带线的厚度，W为微带线的宽度。在式(6)中，由于d/W的存在，Rogers RO4350B的介电常数产生了变化，d/W可由下式计算求得：
其中，参数A和参数B分别如下所示：
式中，Z0为微带线特征阻抗。基于式(7)和式(8)，式(6)所示的有效介电常数εe即可精准获取，因此，Wilkinson功分器分支回路的微带线长度l如下所示：
式中，φ为输入端口与输出端口之间的相位偏移，k0＝2πf/c，f为射频信号中心点频率，c为光速。因此，利用有效介电常数εe、相位偏移φ、中心点频率f即可精准计算得到分支回路的微带线长度，由此即可完成Wilkinson功分器设计。在Wilkinson功分器的实际设计应用中，RogersRO4350B为微带线技术工艺主要应用的基板材料，其介电常数为3.66，由图1可推出阻抗表达式如下:
由式(10)可计算得到Wilkinson功分器的两路分支回路的微带线匹配电阻同时，基于式(8)所示，参数A＝2.8944，参数B＝4.3776。因此，由式(7)可得，t＝0.4454，进而可以求得基板材料Rogers RO4350B的有效介电常数εe＝2.5816。然后，将k0＝2πf/c代入式(9)后可得如下表达式：
已知射频信号中心点频率f＝1.35GHz，输入端口与输出端口间的相位偏移φ＝90°，光速c＝3.0×108m/s，由此可得，l＝0.0345m。由此可知，当Wilkinson功分器的两路分支回路的微带线长度l＝34.5mm时，Wilkinson功分器可实现中心点频率f＝1.35GHz的射频信号功分。
步骤3，利用ADS仿真软件对以上设计的Wilkinson功分器仿真，验证分支回路微带线设计参数的准确性。图3给出了基于ADS仿真技术的目标Wilkinson功分器仿真原理图，图4给出了目标Wilkinson功分器仿真仿真结果。各端口驻波比在1.1GHz至1.6GHz之间均小于1.5；由于端口1为输入端口，其所接收的信号包含部分起到干扰作用的非卫星信号，相对于经由Wilkinson功分器衰减部分干扰信号后获取到的输出端口信号来说，端口1的驻波比变化较大，驻波比的最大值为1.41，满足设计指标要求。输出端口的插入损耗随着射频信号频率的增加而变大，插入损耗在射频信号频率为1.6GHz时最大，其最大值为3.15dB，满足设计指标要求。端口2和端口3具有较好隔离度，在射频信号频率为1.24GHz时隔离度最大，最大值约为-47dB。然而，结合频带1.1GHz至1.6GHz内的所有隔离度指标，在射频信号频率为1.6GHz时其隔离度只有-16dB，这对于GPS信号的L1、L2、L5频段的信号来说影响较大。而且，根据中心频点为1.35GHz的设计指标，Wilkinson功分器的实际设计中心频点与目标中心频点存在偏差，由此导致设计指标不满足设计要求。
步骤4，通过调整分支回路的长度修正其中心频点，实现隔离度曲线的等效平移。由式(11)所示，基于以上设计分支回路长度l1表达式具体如下：
其中，p＝0.75×108m/s。已知分支回路的目标中心频点f2＝1.35GHz，其与设计中心频点f1＝1.22GHz频差Δf＝f2-f1＝1.35GHz-1.22GHz＝0.13GHz。假设目标中心频点f3对应的分支回路的长度为l3，由式(12)可得：
已知，式(13)可进一步推导得到：
由于Δf＝0.13GHz且f1＝1.35GHz，因此，分支回路的长度修正量为：
根据式(14)，修正后的分支回路的长度l3如下所示：
l3＝l1-Δl＝34.5-3.1＝31.4mm (16)
根据图2，在实际应用中输出端口之间的隔离度需要满足一定的技术要求，端口1为输入端口，端口2和端口3为输出端口，两路分支导带之间相连部分为隔离电阻。由于采用对称设计，输入端口1的信号α1经过相同电长度分配到端口2和端口3，并对应构成输出信号α2和α3。由于输出信号保持对称特性，隔离电阻不流经电流且不会消耗功率。若端口2输出信号在其端口处发生反射，则反射信号的一部分功率通过隔离电阻传输至端口3并形成输出信号β1，另一部分功率经由分支导带传输至端口1并在两路分支导带连接处再次反射，发射波分别传输至端口2和端口3并对应构成输出信号β2和输出信号β3。由于分支导带的阻抗变换线长度为输入信号的四分之一波长，β1和β3达到端口3形成的电长度差值为180°。因此，在端口3处β1和β3辐值相等、相位相反且两路信号相互抵消，进而实现输出端口隔离。
在实际应用中，隔离电阻选用由镍铬合金或电阻粉制成的薄膜电阻；端口2和端口3的负载R2和R3并不是通用电阻，而是特性阻抗与负载R2和R3相匹配的微带线。因此，为获取到目标信号功分比，需在两条分支回路中引入四分之一波长微带线实现阻抗变换功能。
根据图5给出了修正后的仿真原理图，图6给出了相应的仿真结果。由图6所示，各端口的驻波比在频带1.1GHz至1.6GHz之间均小于1.5；由于端口1为输入端口，其所接收的信号包含部分起到干扰作用的非卫星信号，相对于经由Wilkinson功分器衰减部分非卫星信号后获取到的输出端口信号来说，端口1驻波比基本保持一致，满足设计指标要求。输出端口的插入损耗随着射频信号频率增加而变大，插入损耗在射频信号频率为1.6GHz时最大，其最大值为3.09dB，满足设计指标要求。端口2和端口3的隔离度在中心频点1.3GHz处得到有效改善，隔离度最大值约为-41dB。
Claims (1)
1.一种Wilkinson功分器功分频带精准校正方法，其特征在于，具体步骤如下：
步骤1：首先，确定Wilkinson功分器的中心频点；Wilkinson功分器的信号功分范围表示为：
φ′＝[φc-Δφ1φc+Δφ2]
式中，φ′代表Wilkinson功分器的功分带宽，φc代表Wilkinson功分器的中心频点，Δφ1代表功分信号下限截止频率与中心频点的偏移量，Δφ2代表功分信号上限截止频率与中心频点的偏移量；Wilkinson功分器拟功率分配信号的频率范围为[φmφn]，则功分信号的下限截止频率和上限截止频率的最优值为：
Wilkinson功分器的中心频点为：
步骤2：基于步骤1确定的Wilkinson功分器的中心频点，确定Wilkinson功分器分支回路的微带线长度l以完成Wilkinson功分器设计；Wilkinson功分器分支回路的微带线长度l可由以下公式计算得到：
式中，φ为输入端口与输出端口之间的相位偏移，εe为微带线与基板材料复合后有效介电常数；k0＝2πf/c，f为射频信号中心点频率，c为光速；其中，εe的计算表达式为：
其中，
式中，εr为基板材料的介电常数，d为微带线的厚度，W为微带线的宽度，Z0为微带线特征阻抗；
步骤3：根据步骤2所设计的Wilkinson功分器，利用ADS仿真软件对其展开性能仿真，验证分支回路微带线设计参数的准确性；其中，对输入端口1、输出端口2、和输出端口3在功分带宽内的驻波比进行仿真分析，输入端口1的信号经过相同电长度分配到输出端口2和输出端口3，并对应构成两个输出信号；对输出端口的插入损耗进行仿真分析；对输出端口2和输出端口3的隔离性能进行仿真分析；将Wilkinson功分器的实际设计中心频点与已知分支回路的目标中心频点对比；
步骤4：根据步骤3的分析结果，通过调整分支回路的长度校正其中心频点；如步骤3的已知分支回路的目标中心频点与Wilkinson功分器的实际设计中心频点理论值对比有偏差，则通过调整分支回路的长度校正其中心频点；Wilkinson功分器的实际设计中心频点与已知分支回路的目标中心频点的频差计算公式如下所示：
式中，l1为Wilkinson功分器实际设计的分支回路长度，p＝0.75×108m/s，频差Δf＝f2-f1，＝f2为已知分支回路的目标中心频点，f1为Wilkinson功分器的实际设计中心频点，f3为假设目标中心频点，l3为f3对应的分支回路的长度；基于此，校正后目标功分频带下的Wilkinson功分器分支回路长度可表示为：
l3＝l1-Δl。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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