CN114826428A - 一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，在激光器中使用光学锁相环使第一光载波和第二光载波始终保持同频同相，在第二相位调制器调制后的光信号进行单边带滤波后，使用90°光混频器消除了镜像中频信号的干扰。此外，利用数字算法对接收端的I路和Q路信号进行处理，抑制了加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量以及目标中频信号本身的三阶交调失真分量。本发明有效解决了基于平衡探测和数字线性化处理的微波光子下变频链路中镜像信号干扰以及加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间交调失真的问题，大幅度地提高了微波光子下变频链路的抗镜像干扰性能和无杂散动态范围。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路。
背景技术
高质量的微波光子链路在雷达定位、无线通信、电子对抗、卫星通信、电视广播等众多领域都有极其广泛的应用价值。在微波光子链路中，信号经过电光调制器加载至光载波上，经过低损耗光纤传输后，与接收机中的本振光信号进行相干探测，并结合数字处理单元中的数字算法进行解调。
随着新兴无线通信技术的快速发展，对微波光子链路的性能指标也提出了更高的要求——更高的灵敏度、更低的非线性失真、更大的动态范围。另外，随着链路中传输微波信号频率的不断提高,对接收机的处理能力也提出了更高的要求，通常需要利用下变频技术将射频转换为中频信号后再进行处理，来降低系统对接收机的要求。微波光子下变频链路将本振信号与目标射频信号分别调制到光载波上，利用电光调制以及光电探测解调出目标中频信号，具有宽带、抗电磁串扰、大动态范围等优点，是一种具有广泛应用前景的链路。
然而，在接入目标射频信号的过程中通常会有镜像信号混入，并一同被接收，现有技术的光子链路通常难以处理镜像信号的干扰。
发明内容
鉴于此，本发明实施例提供了一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路方法，以消除或改善现有技术中存在的一个或更多个缺陷。
本发明的一个方面提供了一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，包括发射端和接收端，
所述发射端包括第一相位调制器和用于发出第一光载波的第一激光器，所述第一激光器和第一相位调制器相连接，将目标射频信号和镜像信号输入至第一相位调制器，经过相位调制后加载至第一光载波中输出远端光信号并传输至所述接收端的90°光混频器；
所述接收端包括第二相位调制器、光滤波器、90°光混频器、平衡探测器、模拟数字转换器、数字处理单元和用于发出第二光载波的第二激光器，所述第二激光器与第二相位调制器相连接，将本振射频信号输入至第二相位调制器，通过相位调制后加载至第二光载波中输出本振光信号，并传输至90°光混频器，第二相位调制器与光滤波器相连接实现单边带调制，光滤波器与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输入端与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输出端与模拟数字转换器相连接，所述模拟数字转换器与数字处理单元相连接；
所述接收端中包括I路和Q路两路电流信号，通过模拟数字转换器将I路和Q路电流信号转换为数字信号并输入到数字处理单元中，在数字处理单元中获取包括镜像中频分量的I路和Q路数字信号的电流数据，对应为第一I路电流数据和第一Q路电流数据，对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据，基于第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，消除I路和Q路信号的电流数据中的镜像中频分量。
采用上述方案，首先对第一Q路电流数据通过希尔伯特变换后提取虚部实现90°移相获得第二Q路电流数据，再对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，消除I路和Q路信号的电流数据中的镜像中频分量，消除了接收信号中的镜像中频分量，避免了镜像信号的干扰。
在本发明的一些实施方式中，所述镜像抑制下变频的线性化微波光子链路还包括光锁相环，所述光锁相环一端与Q路的输出端相连接，另一端与第二激光器相连接。
采用上述方案，本发明利用零差光学锁相环使第一激光器与第二激光器保持频率、相位相同，无需使用光延时匹配，即可实现目标中频信号的稳定接收。
在本发明的一些实施方式中，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量。
在本发明的一些实施方式中，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减的电流信号，再转化为合并电压信号。
采用上述方案，考虑到了两路光电探测器的响应度和阻抗。
在本发明的一些实施方式中，所述第一I路电流数据和第一Q路电流数据表示为如下公式：
Ii(t)为第一I路电流数据，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，ωLO为本振射频信号角频率，j为虚数单位，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器中输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，根据如下公式对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据：
Im表示提取虚部，Iq′(t)为第二Q路电流数据，hilbert(·)表示希尔伯特变换，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器中输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号的步骤中，所述低通电压信号表示为如下公式：
对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号的步骤中，所述带通电压信号表示为如下公式：
VLPF为低通电压信号，VBPF为带通电压信号，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量的步骤中，基于如下公式消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量：
VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，R为数字处理单元中光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，幅值A的数值通过B以及本振射频信号对本振光信号的调制深度根据如下公式推算得到：
RE0E1J1(m0)rd＝A＝BJ1(m0)/J0(m0)；
E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压。
在本发明的一些实施方式中，数字处理单元中的处理步骤还包括，基于如下公式对电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量消除后的合并电压信号中的目标中频信号自身的三阶交调失真进行补偿：
VIMD3为消除三阶交调失真后的合并电压信号，VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ωLO为本振射频信号角频率，n表示在第一相位调制器输入目标射频信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，加载到远端光信号上的目标射频信号与镜像信号，合并表示为：
x为发射端加载至第一光载波上的目标射频信号与镜像信号合并的电压，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示输入第一相位调制器中的目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，通过光锁相环锁相后的第一激光器和第二激光器频率和相位相同，通过光滤波器滤除本振光信号的单侧边带后，进入90°光混频器前的远端光信号和本振光信号的光场表达式可以分别为：
Es(t)＝E1exp[jω0t+jx]
ELO(t)≈E0[J0(m0)exp(jω0t)+jJ1(m0)exp(jω0t+jωLOt)]；
Es(t)为远端光信号的信号光场表达，ELO(t)为本振光信号的信号光场表达，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，j为虚数单位，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，x为目标射频信号与镜像信号合并的电压，ω0为锁相后第二激光器的输出角频率，ωLO为本振射频信号角频率，t表示时间。
本发明的附加优点、目的，以及特征将在下面的描述中将部分地加以阐述，且将对于本领域普通技术人员在研究下文后部分地变得明显，或者可以根据本发明的实践而获知。本发明的目的和其它优点可以通过在说明书以及附图中具体指出并获得。
本领域技术人员将会理解的是，能够用本发明实现的目的和优点不限于以上具体所述，并且根据以下详细说明将更清楚地理解本发明能够实现的上述和其他目的。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明的限定。
图1为本发明镜像抑制下变频的线性化微波光子链路方法一种实施方式的示意图；
图2为现有技术1的结构示意图；
图3为现有技术2的结构示意图；
图4为现有技术3的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施方式和附图，对本发明做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施方式及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。
在此，还需要说明的是，为了避免因不必要的细节而模糊了本发明，在附图中仅仅示出了与根据本发明的方案密切相关的结构和/或处理步骤，而省略了与本发明关系不大的其他细节。
应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、要素、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、要素、步骤或组件的存在或附加。
在此，还需要说明的是，如果没有特殊说明，术语“连接”在本文不仅可以指直接连接，也可以表示存在中间物的间接连接。
在下文中，将参考附图描述本发明的实施例。在附图中，相同的附图标记代表相同或类似的部件，或者相同或类似的步骤。
如图1所示，本发明的一个方面提供了一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，包括发射端和接收端，
所述发射端包括第一相位调制器和用于发出第一光载波的第一激光器，所述第一激光器和第一相位调制器相连接，将目标射频信号和镜像信号输入至第一相位调制器，经过相位调制后加载至第一光载波中输出远端光信号并传输至所述接收端的90°光混频器；
所述接收端包括第二相位调制器、光滤波器、90°光混频器、平衡探测器、模拟数字转换器、数字处理单元和用于发出第二光载波的第二激光器，所述第二激光器与第二相位调制器相连接，将本振射频信号输入至第二相位调制器，通过相位调制后加载至第二光载波中输出本振光信号，并传输至90°光混频器，第二相位调制器与光滤波器相连接实现单边带调制，光滤波器与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输入端与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输出端与模拟数字转换器相连接，所述模拟数字转换器与数字处理单元相连接；
所述接收端中包括I路和Q路两路电流信号，通过模拟数字转换器将I路和Q路电流信号转换为数字信号并输入到数字处理单元中，在数字处理单元中获取包括镜像中频分量的I路和Q路的数字信号的电流数据，对应为第一I路电流数据和第一Q路电流数据，对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据，基于第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，消除I路和Q路信号的电流数据中的镜像中频分量。
采用上述方案，首先对第一Q路电流数据通过希尔伯特变换后提取虚部实现90°移相获得第二Q路电流数据，再对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，消除I路和Q路信号的电流数据中的镜像中频分量，消除了接收信号中的镜像中频分量，避免了镜像信号的干扰。
本发明使用相位调制单边带滤波的结构，通过光混频器将其相位旋转90°，结合后端的数字移相相加，抑制了镜像信号的干扰。
在本发明的一些实施方式中，所述镜像抑制下变频的线性化微波光子链路还包括光锁相环，所述光锁相环一端与Q路的输出端相连接，另一端与第二激光器相连接。
采用上述方案，本发明利用零差光学锁相环使第一激光器与第二激光器保持频率和相位相同，无需使用光延时匹配，即可实现目标中频信号的稳定接收。
如图1所示，在本发明的一些实施方式中，所述输出端的第一相位调制器和90°光混频器之间连接有光放大器，所述接收端的光滤波器和90°光混频器之间也连接有光放大器。
在本发明的一些实施方式中，本申请方案中的I路和Q路均设置有平衡探测器。
在本发明的一些实施方式中，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号处的镜像中频信号之间的交调失真分量
采用上述方案，考虑到了两路光电探测器的响应度和阻抗。
在本发明的一些实施方式中，所述第一I路电流数据和第一Q路电流数据表示为如下公式：
Ii(t)为第一I路电流数据，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，ωLO为本振射频信号角频率，m0为本振射频信号的调制深度，j为虚数单位，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，根据如下公式对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据：
Im表示提取虚部，Iq′(t)为第二Q路电流数据，hilbert(·)表示希尔伯特变换，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器中输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，考虑到两路光电探测器的阻抗，基于第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，得到合并电压信号，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号的步骤中，所述低通电压信号表示为如下公式：
对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号的步骤中，所述带通电压信号表示为如下公式：
VLPF为低通电压信号，VBPF为带通电压信号，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，m0为本振射频信号的调制深度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号处的镜像中频信号之间的交调失真分量的步骤中，基于如下公式消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量：
VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，m0为本振射频信号的调制深度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
在本发明的一些实施方式中，幅值A的数值通过未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压以及本振射频信号对本振光信号的调制深度根据如下公式推算得到：
RE0E1J1(m0)rd＝A＝BJ1(m0)/J0(m0)；
E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压。
本发明不需要计算链路准确的传递函数，只需已知本振射频信号对本振光的调制深度，即可在接收端直接进行非线性补偿，实现加载至目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真以及目标中频信号之间的三阶交调失真的大幅度抑制，提升了链路的动态范围。
在本发明的一些实施方式中，数字处理单元中的处理步骤还包括，基于如下公式消除消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压信号中的目标中频信号自身的三阶交调失真：
VIMD3为消除三阶交调失真后的合并电压信号，VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ωLO为本振射频信号角频率，n表示在第一相位调制器输入目标射频信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，加载到远端光信号上的目标射频信号与镜像信号，合并表示为：
x为发射端加载至第一光载波上的目标射频信号与镜像信号合并的电压，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示输入第一相位调制器中的目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
在本发明的一些实施方式中，通过光锁相环锁相后的第一激光器和第二激光器频率和相位相同，通过光滤波器滤除本振光信号的单侧边带后，进入90°光混频器前的远端光信号和本振光信号的信号光场表达式可以分别为：
Es(t)＝E1exp[jω0t+jx]
ELO(t)≈E0[J0(m0)exp(jω0t)+jJ1(m0)exp(jω0t+jωLOt)]；
Es(t)为远端光信号的信号光场表达，ELO(t)为本振光信号的信号光场表达，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，j为虚数单位，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，x为目标射频信号与镜像信号合并的电压，ω0为锁相后第二激光器的输出角频率，ωLO为本振射频信号角频率，m0为本振射频信号的调制深度，t表示时间。
首先，本发明将目标射频信号与镜像信号通过相位调制器调制到远端光载波上输出信号光并通过光纤传输至接收端，接收端的本振射频信号经过相位调制器和单边带光滤波器对本振激光进行单边带调制，调制后的本振光信号经过光放大后与调制端光信号共同输入90°光混频器进行相干混频，并由两路平衡探测器光电转换输出经下变频后I路和Q路信号。输出的两路信号的相位中包含调制激光器和本振激光器之间的频率差和相位差，通过锁相环反馈调节本振激光器的相位，使误差信号的相位为恒定值，从而实现下变频信号的稳定接收。当锁相后的链路传输目标射频信号和镜像信号时，I路和Q路信号的相位关系存在差异，通过模拟-数字转换器将射频信号转化为数字信号后，对Q路数字信号进行移相并与I路数字信号相减，能够增加目标中频信号功率，消除镜像中频信号。同时，在接收信号中，镜像中频信号的交调失真分量会加载至目标中频信号频率处，经过数字算法处理能够对其进行消除。此外，目标中频信号频率处的三阶交调失真分量也通过数字算法进行了抑制。因此，该方案实现了目标中频信号稳定接收的同时，消除了镜像中频信号，同时抑制了加载至目标中频信号处的镜像中频信号之间的交调失真以及目标中频信号之间的三阶交调失真，实现了镜像抑制下变频的线性化微波光子链路。
本发明综合考虑之前方案的一些不足和优势，提出了镜像抑制下变频的线性化微波光子链路。利用本振光的单边带滤波结合90°光混频器消除了镜像中频信号的干扰，并利用数字补偿技术在接收端抑制了加载至目标中频信号处的镜像中频信号之间的交调失真以及目标中频信号本身的三阶交调失真。本发明突破了基于平衡探测的微波光子下变频链路中的延时匹配困难、三阶交调失真干扰的问题，并有效解决了基于平衡探测和数字线性化处理的微波光子下变频链路中镜像信号干扰以及加载至目标中频信号处的镜像中频信号之间交调失真的问题，大幅度地提高了微波光子下变频链路的抗镜像干扰性能和无杂散动态范围。
如图2所示，现有技术1微波光子下变频链路：
在调制端，激光器产生的光载波信号通过电光调制后进入光纤，经光纤传输后送至接收端。在接收端，射频本振经过电光调制器加载至调制光信号上，而后通过光滤波器，滤出单边带，经过光电探测器的平方律检波将光信号拍频得到下变频后的中频信号。由于微波光子下变频链路摆脱了电器件的频段限制，且不会产生本振和射频信号之间的泄露干扰，因此微波光子下变频链路具有高频传输特性和良好的抗电磁干扰性能。
尽管微波光子下变频链路能较好地应用在高频传输当中，但面向日益增长的链路应用需求，进一步提高微波光子下变频微波光子链路的动态范围至关重要。在微波光子下变频链路中，由于解调信号产生非线性失真分量，因此当链路传输高功率射频信号时，接收端处会产生信号的误判，因此，提高动态范围的关键之一是对非线性失真进行补偿。此外，当链路传输低功率射频信号时，噪声过高会使信号无法被正确解调。针对于微波光子下变频链路的动态范围提升，国内外目前已经进行了大量的研究。
而本申请能够进一步提高微波光子下变频微波光子链路的动态范围，优于现有技术1。
如图3所示，现有技术2基于平衡探测的微波光子下变频链路：
激光被光耦合器分为功率相等的两路，目标射频信号和本振信号通过强度调制器分别调制两路激光的强度信息，其中一路通过光放大器提高增益并使用光滤波器滤除高阶边带，另一路加入光纤延时线来实现延时匹配。在接收端，两路光通过180°光混频器进行合路，并再次使用光滤波器分别滤除两路光的高阶边带，最后平衡探测器对两路光信号进行探测，接收出经本振信号下变频后的射频信号。
这种方式的优势在于在实现射频信号下变频的同时，能够通过平衡探测结构抑制链路中的相对强度噪声，从而提升链路的接收灵敏度，提高链路的动态范围。但是该方案中，光信号分为两路进行调制和传输，使得光纤延时匹配的难度很大。此外，该方案中存在镜像抑制干扰，非线性失真干扰等问题，使得链路的传输性能较差。
现有技术2将激光分为两路，分别用射频信号与本振信号调制两路激光的强度信息，通过带通滤波器得到其中一路的单边带，与经过延时匹配的另外一路激光通过180°混频器进行耦合，最后使用平衡探测器输出。该方案提升了接收灵敏度，从而提高了链路动态范围。但是该方案存在不足之处。
首先，该方案使用两路光纤分别传输调制光与本振光，在接收端进行合路和解调。因此，两路光信号延时匹配的实现难度较高。
其次，由于该方案中调制器的非线性传输特性，接收的信号会存在三阶交调失真，这些失真会对解调后的真实信号产生干扰，降低链路的动态范围。
最后，由于射频信号下变频过程中会存在镜像信号干扰的问题，该方案未能对镜像信号进行抑制，会使链路接收的信息不准确。
本申请能够有效抑制镜像信号的干扰及非线性失真干扰等问题，提高链路的传输性能。
如图4所示，现有技术3基于平衡探测和数字线性化处理的微波光子下变频链路：
与现有技术2类似，现有技术3也使用了平衡探测结构实现相对强度噪声的抑制。与现有技术2技术不同的是，目标射频信号与本振信号通过级联的调制器加载至光信号，经过光放大后，使用光滤波器分别提取出两路相位相反的单边带光信号，利用平衡探测器将这两路光信号转换为中频信号，在数字端进行三阶交调失真的后补偿。该技术使用单路传输和接收射频信号，降低了光纤延时匹配的难度。此外，利用数字后处理技术补偿了调制器的非线性传输函数，抑制了信号的三阶交调失真，提升了链路的动态范围。
这种方式的优势在于使用了平衡探测结构将链路中的噪声大幅度消除，提高了链路的灵敏度。此外，使用单路传输和接收射频信号，降低了光纤延时匹配的难度。最后，在接收端的数字处理单元中补偿了链路的非线性传输特性，抑制了接收信号中的非线性失真，提升了链路的动态范围。但下变频过程中的镜像干扰无法消除，且该数字处理技术需要在已知链路传输函数的前提下使用，增大了实际应用的难度。
背景2方案使用平衡探测结合数字线性化处理的结构，能够提升微波光子下变频链路的接收灵敏度，通过数字技术抑制三阶交调失真，从而提升了链路的动态范围。与背景1方案相比，背景2方案使用单路传输，降低了光纤延时匹配的难度。此外，背景2方案使用数字处理技术补偿了链路的非线性传输函数，抑制了非线性失真，提升了链路的动态范围，但是该方案仍然存在不足。
首先，现有技术3使用光滤波器分离信号的上下边带，再同时输入平衡探测器进行探测接收，需要两个光滤波器控制，增加了系统成本。
其次，该方案发射端使用单路级联调制结构，无法对干扰真实信号的镜像信号进行抑制，会导致实际接收中存在镜像干扰问题。
最后，该方案在后处理过程中通过补偿链路的非线性传输函数来实现三阶交调失真的抑制，需要已知光链路的传输函数才能对其进行补偿，增加了应用的难度。
本方案不但相对现有技术3降低了系统成本，避免了镜像干扰问题，且本方案能够高效的完成三阶交调失真的抑制。
本领域普通技术人员应该可以明白，结合本文中所公开的实施方式描述的各示例性的组成部分、系统和方法，能够以硬件、软件或者二者的结合来实现。具体究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(ASIC)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。
需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。
本发明中，针对一个实施方式描述和/或例示的特征，可以在一个或更多个其它实施方式中以相同方式或以类似方式使用，和/或与其他实施方式的特征相结合或代替其他实施方式的特征。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明实施例可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，包括发射端和接收端，
所述发射端包括第一相位调制器和用于发出第一光载波的第一激光器，所述第一激光器和第一相位调制器相连接，将目标射频信号和镜像信号输入至第一相位调制器，经过相位调制后加载至第一光载波中输出远端光信号并传输至所述接收端的90°光混频器；
所述接收端包括第二相位调制器、光滤波器、90°光混频器、平衡探测器、模拟数字转换器、数字处理单元和用于发出第二光载波的第二激光器，所述第二激光器与第二相位调制器相连接，将本振射频信号输入至第二相位调制器，通过相位调制后加载至第二光载波中输出本振光信号，并传输至90°光混频器，第二相位调制器与光滤波器相连接实现单边带调制，光滤波器与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输入端与90°光混频器相连接，所述平衡探测器的输出端与模拟数字转换器相连接，所述模拟数字转换器与数字处理单元相连接；
所述接收端中包括I路和Q路两路电流信号，通过模拟数字转换器将I路和Q路电流信号转换为数字信号并输入到数字处理单元中，在数字处理单元中获取包括镜像中频分量的I路和Q路数字信号的电流数据，对应为第一I路电流数据和第一Q路电流数据，对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据，基于第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减，消除I路和Q路信号的电流数据中的镜像中频分量。
2.根据权利要求1所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，所述镜像抑制下变频的线性化微波光子链路还包括光锁相环，所述光锁相环一端与Q路的输出端相连接，另一端与第二激光器相连接。
3.根据权利要求1所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量。
4.根据权利要求1所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，所述第一I路电流数据和第一Q路电流数据表示为如下公式：
Ii(t)为第一I路电流数据，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，ωLO为本振射频信号角频率，m0为本振射频信号的调制深度，j为虚数单位，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器中输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
5.根据权利要求4所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，根据如下公式对第一Q路电流数据采用希尔伯特变换并提取虚部得到第二Q路电流数据：
Im表示提取虚部，Iq′(t)为第二Q路电流数据，hilbert(ω)表示希尔伯特变换，Iq(t)为第一Q路电流数据，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示在第一相位调制器中输入目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间，ωLO为本振射频信号角频率。
6.根据权利要求3所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行低通滤波得到低通电压信号的步骤中，所述低通电压信号表示为如下公式：
对第一I路电流数据和第二Q路电流数据进行信号相减后的合并电压信号进行带通滤波得到带通电压信号的步骤中，所述带通电压信号表示为如下公式：
VLPF为低通电压信号，VBPF为带通电压信号，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
7.根据权利要求3所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，基于低通电压信号和带通电压信号消除合并电压信号中的加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量的步骤中，基于如下公式消除合并电压信号中的加载至目标中频信号附近的镜像中频信号之间的交调失真分量：
VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅，ωLO为本振射频信号角频率。
8.根据权利要求7所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，幅值A的数值通过B以及本振射频信号对本振光信号的调制深度根据如下公式推算得到：
RE0E1J1(m0)rd＝A＝BJ1(m0)/J0(m0)；
E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J0(·)表示第一类0阶贝塞尔函数，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，R为光电探测器的阻抗，rd为平衡探测器的响应度，B为未输入目标射频信号和镜像信号时的I路直流电压。
9.根据权利要求3所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，数字处理单元中的处理步骤还包括，基于如下公式消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压信号中的目标中频信号自身的三阶交调失真：
VIMD3为消除三阶交调失真后的合并电压信号，VMMD为消除合并电压信号中的目标中频信号频率处的镜像中频信号之间的交调失真分量后的合并电压，将RE0E1J1(m0)rd使用幅值A来表示，E1与E0分别为远端光信号与本振光信号的电场强度，J1(·)表示第一类1阶贝塞尔函数，m0为本振射频信号的调制深度，rd为平衡探测器的响应度，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ωLO为本振射频信号角频率，n表示在第一相位调制器输入目标射频信号的数量，t表示时间。
10.根据权利要求1所述的镜像抑制下变频的线性化微波光子链路，其特征在于，加载到远端光信号上的目标射频信号与镜像信号，合并表示为：
x为发射端加载至第一光载波上的目标射频信号与镜像信号合并的电压，ρn(t)与ωRFn分别为目标射频信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，ρm(t)与ωIMm分别为镜像信号加载至第一相位调制器中的振幅与角频率，n、m分别表示输入第一相位调制器中的目标射频信号与镜像信号的数量，t表示时间。
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| 潘谊春,彭世蕤,杨志国: "一种新低通滤波器法实现正交相检的镜频分析", 空军雷达学院学报, no. 03 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114826428B (zh) | 2023-11-21 |
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