CN114826348B - 一种适用于双极化系统的极化滤波方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于双极化系统的极化滤波方法，属于通信技术领域。本发明针对传统极化滤波算法中存在的缺陷，将极化滤波和软解调算法相结合，从而提出了一种新型的信号分离方法，摆脱了传统极化滤波器的局限性，分离后对目标信号的幅度及相位信息没有影响，并且在两路信号具有相同极化角、不同极化相位差时也能完成分离。与斜投影极化滤波算法相比，性能提升约0.5dB。

Description

一种适用于双极化系统的极化滤波方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，提出了一种用于双极化通信系统分离两路信号的极化滤波方法。

背景技术

极化域是除空域、时域、频域信息外另一可用的信息资源，极化状态描述了电磁波的矢量运动特征，是指在传播空间中某一给定点的电场或磁场的空间取向随时间而不断变化的方式，是电磁波本身固有属性。对于单极化MIMO系统而言，多个发射天线和接收天线的空间位置可能会使得信道之间产生很高的衰落相关性，而在短波通信领域，由于电离层非线性所产生的法拉第旋转，使得传输的短波信号具有不同的极化状态，引入极化这一维度后，可以使用双极化天线减少甚至去除信道之间的相关性。

部分极化波是指其水平分量和垂直分量互不相干的电磁波，它能够分解为两传播方向相同但极化状态不同的完全极化波，可以使用部分极化波同时传送两路信号，利用极化维度实现不同数据的传输，以提高数据容量。如果发端仅有一路极化信号，收端的同位双极化天线能分别接收极化信号的垂直及水平分量从而提取极化信息进行极化匹配，而对于两路极化信息而言，双极化天线接收到的垂直及水平分量均为两路信号的叠加，需要进行极化滤波，将两路信号分离开再进行后续处理。

极化滤波的本质是利用不同极化信号之间的差异性达到抑制干扰，或分离信号的作用。传统单凹口极化滤波器会使得信号产生极化损失，零相移极化滤波器虽然能够对此进行补偿，实现目标信号的无失真，但当目标信号以及干扰信号的极化角均为90°时，算法失效。斜投影极化滤波器不需要进行变换和补偿去实现目标和干扰信号的分离，但当二者的极化状态不满足正交关系时，噪声会被不同程度的放大。

发明内容

本发明针对传统极化滤波算法中存在的缺陷，将极化滤波和软解调算法相结合，从而提出了一种新型的信号分离方法，摆脱了传统极化滤波器的局限性，分离后对目标信号的幅度及相位信息没有影响，并且在两路信号具有相同极化角、不同极化相位差时也能完成分离。与斜投影极化滤波算法相比，性能提升约0.5dB。

本发明技术方案为一种适用于双极化系统的极化滤波方法，该方法包括：

步骤1、将生成的信源数据I_O交错放置分为I₁以及I₂两路，对每一路的比特数据进行编码、交织、调制后与已知的导频序列组成发射端的两路基带信号X₁、X₂，转入步骤2；

步骤2、用一对不同的极化状态P(γ₁,η₁)、P(γ₂,η₂)去承载基带信号得到两个极化信号，将其叠加后从发送端位于同一位置的水平极化天线和垂直极化天线发出，发送信号为x＝[x_h，x_v]，即：

x_h＝cosγ₁X₁+cosγ₂X₂

其中，γ₁和γ₂分别表示水平极化天线和垂直极化天线的极化角，η₁，η₂分别表示水平极化天线和垂直极化天线的极化角相位差，x_h表示水平极化信号，x_v表示垂直极化信号，发送端处理完成，转入步骤3；

步骤3、信号经由双极化非相关短波衰落信道H以及高斯信道后到达接收端的双极化天线，其中

噪声

水平极化天线接收信号y_h和垂直极化天线接收信号y_v分别为：

y_h＝h₁₁x_h+h₁₂x_v+n₁

y_v＝h₂₁x_h+h₂₂x_v+n₂

其中，h₁₁表示发端水平极化天线到收端水平极化天线的时域信道矩阵，h₁₂表示发端垂直极化天线到收端水平极化天线的时域信道矩阵，h₂₁表示发端水平极化天线到收端垂直极化天线的时域信道矩阵，h₂₂表示发端垂直极化天线到收端垂直极化天线的时域信道矩阵，n₁、n₂分别表示两路噪声信号，从而得到接收信号y＝[y_h，y_v]，转入步骤4进行接收端处理；

步骤4、对接收到的两路信号y_h、y_v进行整形，将其按时隙交错地串行表示，第k个时隙的接收符号流为y_k＝[y_h(k),y_v(k)]^T，y_h(k),y_v(k)分别表示k时隙水平极化和垂直极化的接收符号，提取其中N＝N₁+N₂+1个时隙的信号，用以得到第k个时隙的发射符号流x_k＝[x_h(k),x_v(k)]^T，表示为：

其中，N₁和N₂分别表示第k个时隙往前和往后所取的时隙个数；

H_k为整形后第k个时隙的时域信道矩阵，

n_k表示第k个时隙的噪声值，转入步骤5；

步骤5、基于最小均方误差准则，按时隙进行时域均衡，计算出第k个时隙发射符号流

即：

所有时隙均衡完成后得到

σ²为信道估计及噪声方差，

为H_k第P列构成的子信道矩阵，I_2N表示2N×2N的单位矩阵，转入步骤6；

步骤6、将发送端采用的M阶调制方式对应的所有星座点u_i,i＝0,...,2^M-1，M表示调制阶数，将星座点重新排列组合为星座点对u_i＝[u_j，u_l],j＝imod2^M,l＝i-j·2^M，i＝0,...,2^2M-1，u_j表示第j路星座点，u_l表示第l路星座点，mod表示取模运算，然后用步骤2中的P(γ₁,η₁)、P(γ₂,η₂)对u_i进行极化调制，得到全新的星座点

u_i(1)、u_i(2)分别表示星座点对u_i的第1、第2个元素，转入步骤7；

步骤7、将步骤6中得到的全新的星座点根据其映射的比特关系分为多个子集

为第l个比特为1的星座点子集，S_l ^-为第l个比特为0的星座点子集，依据Max-log MAP算法，计算第k个时隙符号流软解调后得到的比特对数似然比

即：

将所有时隙的符号流依据极化调制星座点进行软解调得到的值，按照前M位为第一路，后M位为第二路的规则排列，分离出接收信号经过极化滤波、软解调后的两路数据，

表示第k个时隙的噪声方差，

表示可能的极化星座点对

表示求向量F范数的平方，转入步骤8；

步骤8、将两路数据分别进行解交织、软译码、硬判决、并串转换后得到恢复的原始比特数据

本发明的主要特点在于：第一，收发端使用了位于同一位置的正交双极化天线，可以有效去除多信道之间的相关性，相比于天线数目相同的单极化通信系统而言，能够获得两倍的系统容量；第二，提出将软解调模块与极化滤波器相结合，通过组合、极化调制后的星座点符号与比特的映射关系，得到每个时隙符号流的比特似然值，整形后再做后续处理，相比于滤波后再将两路分别进行软解调这一方式，减少了解调模块所需运行时间，整体系统时间复杂度下降约11％；第三、本发明的极化滤波结合软解调的算法移除了传统极化滤波模块，避免了滤波后噪声出现不同程度的放大或者信号幅度、相位发生畸变。在两路极化状态正交时，相较于斜投影滤波算法，性能提升约1dB，同时也适用于分离非正交极化的两路信号，此时性能提升约3dB。

附图说明

图1为双极化系统发送端的流程图

图2为本发明方案接收端的处理流程图

图3为本发明方法与斜投影滤波算法在正交极化状态时不同信噪比下的性能对比图

图4为本发明方法与斜投影滤波算法在非正交极化状态时不同信噪比下的性能对比图

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详述本发明的技术方案。但不应将此理解为本发明上述主体的范围仅限于以下实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。

仿真设置参数如下：

基于MIL-STD-188_110C协议附录D中的WID7信号格式产生两路基带信号，每一路信号长度n＝1958468，符号速率R_s＝4800symbol/s，数据帧长度为544，导频长度为68，编码采用约束长度为7([171 133])、码率为3/4的咬尾卷积编码，调制方式为8PSK调制，调制阶数M＝3。

采用正交极化时，两路信号的极化状态为(-40°,80°)、(50°,80°)；采用非正交极化时，两路信号的极化状态为(45°,80°)、(10°,20°)。

信道为双极化非相关短波衰落信道，其中每条子信道相互独立，均为ITU-RF.1487中纬度干扰信道，信道时延为[0,2]ms，信道的共极化比CPR^-1＝0.8，交叉极化比XPR^-1＝0.3，设置信噪比SNR＝23:27dB。

图1、图2分别为本发明的双极化系统发送端以及接收端的处理流程图。

具体实施例包括以下步骤：

步骤1、将生成长度为的信源数据I_O交错放置分为I₁以及I₂两路，对每一路的比特数据进行编码、交织、调制后与已知的导频序列组成发射端的两路基带信号X₁、X₂，转入步骤2；

步骤2、用一对正交的极化状态P(-40°,80°)、P(50°,80°)去承载基带信号得到两个极化信号，将其叠加后从发送端位于同一位置的水平极化天线(H)和垂直极化天线(V)发出，发送信号为x＝[x_h；x_v]，即：

x_h＝cos(-40°)X₁+cos(50°)X₂

x_v＝sin(-40°)e^j(80°)X₁+sin(50°)e^j(80°)X₂

发端处理完成，转入步骤3；

步骤3、依据ITU-R F.1487中纬度干扰信道要求生成四条相互独立的单极化信道h_i,j,i＝1,2；j＝1,2，再用共极化比的倒数μ＝CPR^-1＝0.8，交叉极化比的倒数χ＝XPR^-1＝0.3去模拟信道的去极化效应，得到双极化非相关瑞利衰落信道H。信号经由信道H以及高斯信道后到达接收端的双极化天线，其中

噪声

水平极化天线和垂直极化天线接收到的信号分别为：

从而得到接收信号y＝[y_h；y_v]，转入步骤4进行接收端处理；

步骤4、对接收到的两路信号y_h、y_v进行整形，将其按时隙交错地串行表示，第k个时隙的接收符号流为y_k＝[y_h(k),y_v(k)]^T，并提取其中N＝N₁+N₂+1个时隙的信号，其中N₁＝2ms·4800symbol/s＝10symbol，为多径时延符号数，用以得到第k个时隙的发射符号流x_k＝[x_h(k),x_v(k)]^T，表示为：

其中，

H_k为整形后第k个时隙的时域信道矩阵，转入步骤5；

步骤5、基于MMSE准则，并假设理想信道估计及噪声方差σ²已知，按时隙进行时域均衡，估计出第k个时隙发射符号流

即：

所有时隙均衡完成后得到

转入步骤6；

步骤6、将发端采用的3阶调制方式对应的所有星座点u_i,i＝0,1,...,7，重新排列组合为星座点对u_i＝[u_j；u_l],j＝imod8,l＝i-8j，i＝0,1,...,63，然后用步骤2中的P(γ₁,η₁)、P(γ₂,η₂)对u_i进行极化调制，得到全新的星座点

转入步骤7；

步骤7、将步骤6中得到的星座点根据其映射的比特关系分为多个子集

S_l ⁺为第l个比特为1的星座点子集，S_l ^-为第l个比特为0的星座点子集，依据Max-log MAP算法，计算第k个时隙符号流软解调后得到的比特对数似然比，即：

将所有时隙的符号流依据极化调制星座点进行软解调得到的值，按照前3位软信息为第一路，后3位软信息为第二路的规则排列，则可分离出接收信号经过极化滤波、软解调后的两路数据，转入步骤8；

步骤8、将两路数据分别进行解交织、软译码、硬判决、并串转换后得到恢复的原始比特数据

至此。方法结束。

利用Matlab仿真软件在两路极化状态正交时对本发明的滤波方法与斜投影极化滤波算法在信噪比SNR＝23:27的情况下作性能对比分析，仿真结果如图3所示，可以看出，本发明方案性能改善约0.5dB。图4展示了极化状态非正交时两种方法的性能对比，此时斜投影滤波会放大输出噪声的功率，本发明方案性能改善提升至约3dB。

Claims (1)

1.一种适用于双极化系统的极化滤波方法，该方法包括：

步骤1、将生成的信源数据I_O交错放置分为I₁以及I₂两路，对每一路的比特数据进行编码、交织、调制后与已知的导频序列组成发射端的两路基带信号X₁、X₂，转入步骤2；

步骤2、用一对不同的极化状态P(γ₁,η₁)、P(γ₂,η₂)去承载基带信号得到两个极化信号，将其叠加后从发送端位于同一位置的水平极化天线和垂直极化天线发出，发送信号为x＝[x_h，x_v]，即：

x_h＝cosγ₁X₁+cosγ₂X₂

其中，γ₁和γ₂分别表示水平极化天线和垂直极化天线的极化角，η₁，η₂分别表示水平极化天线和垂直极化天线的极化角相位差，x_h表示水平极化信号，x_v表示垂直极化信号，发送端处理完成，转入步骤3；

步骤3、信号经由双极化非相关短波衰落信道H以及高斯信道后到达接收端的双极化天线，其中

噪声

水平极化天线接收信号y_h和垂直极化天线接收信号y_v分别为：

y_h＝h₁₁x_h+h₁₂x_v+n₁

y_v＝h₂₁x_h+h₂₂x_v+n₂

其中，h₁₁表示发端水平极化天线到收端水平极化天线的时域信道矩阵，h₁₂表示发端垂直极化天线到收端水平极化天线的时域信道矩阵，h₂₁表示发端水平极化天线到收端垂直极化天线的时域信道矩阵，h₂₂表示发端垂直极化天线到收端垂直极化天线的时域信道矩阵，n₁、n₂分别表示两路噪声信号，从而得到接收信号y＝[y_h，y_v]，转入步骤4进行接收端处理；

步骤4、对接收到的两路信号y_h、y_v进行整形，将其按时隙交错地串行表示，第k个时隙的接收符号流为y_k＝[y_h(k),y_v(k)]^T，y_h(k),y_v(k)分别表示k时隙水平极化和垂直极化的接收符号，提取其中N＝N₁+N₂+1个时隙的信号，用以得到第k个时隙的发射符号流x_k＝[x_h(k),x_v(k)]^T，表示为：

其中，N₁和N₂分别表示第k个时隙往前和往后所取的时隙个数；

H_k为整形后第k个时隙的时域信道矩阵，

n_k表示第k个时隙的噪声值，转入步骤5；

步骤5、基于最小均方误差准则，按时隙进行时域均衡，计算出第k个时隙发射符号流

即：

所有时隙均衡完成后得到

σ²为信道估计及噪声方差，

为H_k第P列构成的子信道矩阵，I_2N表示2N×2N的单位矩阵，转入步骤6；

步骤6、将发送端采用的M阶调制方式对应的所有星座点u_i,i＝0,...,2^M-1，M表示调制阶数，将星座点重新排列组合为星座点对u_i＝[u_j，u_l],j＝imod2^M,l＝i-j·2^M，i＝0,...,2^2M-1，u_j表示第j路星座点，u_l表示第l路星座点，mod表示取模运算，然后用步骤2中的P(γ₁,η₁)、P(γ₂,η₂)对u_i进行极化调制，得到全新的星座点

u_i(1)、u_i(2)分别表示星座点对u_i的第1、第2个元素，转入步骤7；

步骤7、将步骤6中得到的全新的星座点根据其映射的比特关系分为多个子集S_l ⁺,S_l ^-,l＝1,2,...2M,S_l ⁺为第l个比特为1的星座点子集，S_l ^-为第l个比特为0的星座点子集，依据Max-log MAP算法，计算第k个时隙符号流软解调后得到的比特对数似然比

即：

将所有时隙的符号流依据极化调制星座点进行软解调得到的值，按照前M位为第一路，后M位为第二路的规则排列，分离出接收信号经过极化滤波、软解调后的两路数据，

表示第k个时隙的噪声方差，

表示可能的极化星座点对

表示求向量F范数的平方，转入步骤8；

步骤8、将两路数据分别进行解交织、软译码、硬判决、并串转换后得到恢复的原始比特数据

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