CN1147078C - 直接序列扩频通信pn码捕获方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直接序列扩频通信PN码捕获方法及一种码捕获电路。通过对输入信噪比全程动态范围进行适当分区，相应采用多个常规PN码捕获分支电路进行并行捕获，并对各PN码捕获分支设定一个优先级别，由优先判决控制器进行最终捕获判决和指示。彻底克服了高信噪比时大幅度信号对PN码捕获电路的不利影响，能够实现输入信噪比全程的均匀捕获性能尤其是PN码的快速捕获性能，构造简单实用，易于数字实现，可以适用于任意的PN码扩频比，通用性强。可广泛应用于直接序列扩频通信技术领域，特别是适用于输入端具有AGC的直接序列扩频通信接收机。

Description

直接序列扩频通信PN码捕获方法及电路

技术领域：本发明属于直接序列扩频通信技术领域，尤其涉及一种直接序列扩频通信码捕获方法及一种码捕获电路。

背景技术：

扩展频谱通信技术由于具有良好的抗干扰、抗截获性能、以及固有的码分多址(CDMA)特性，在现代通信系统中得到了越来越广泛的应用。

在直接序列扩频通信系统中，接收机要想正确解调接收到的信号，首先必须使得其本地生成的伪随机噪声码(PN码)序列与接收信号中的伪随机噪声码序列正确同步。PN码同步的过程一般分为捕获和跟踪两个阶段。其中，码捕获是指接收信号中的PN码序列与接收机本地PN码序列粗略同步在一个码片(chip)周期的分数范围之内，通常是1/2个码片周期或更小。一旦PN码进入捕获，就可以利用码跟踪电路完成并保持两个PN码序列的精细对齐。由于扩频通信在PN码捕获之前根本无法进行，快速而高效的PN码捕获技术和实现结构是非常重要的。PN码捕获一直是扩频通信几十年来研究的热点之一。

直接序列扩频通信中PN码的捕获是基于PN码的自相关特性进行的，即当本地PN码和接收PN码完全对齐时，自相关值达到最大，而两者之间相差一个码片以上时，自相关值接近为零。

PN码的捕获根据其实现方式的不同，归结起来主要有以下三种：滑动相关捕获方式、匹配滤波捕获方式、序贯估值捕获方式。其中，序贯估值捕获方式在低信噪比时性能较差，在实际系统中很少应用；匹配滤波捕获方式具有快速捕获的优势，在实际应用中多采用模拟的声表面波卷积器件(SAW：Surface AcousticWave)或电荷耦合器件(CCD：Charge-Coupled Device)实现PN码的匹配滤波，具有一定的实用价值，但在一些全数字系统中则由于数字匹配滤波器实现的复杂性而限制了这种方式的广泛运用；滑动相关捕获方式由于实现结构最简单，因而也是目前实际系统尤其是全数字系统中应用最广、研究最多一种的PN码捕获方式，当然这种方式的缺点也是显而易见的，那就是捕获时间过长，尤其是在PN码序列较长的时候。目前常用的一些捕获方法大多在滑动相关方式的基础上，采取一定措施来加快捕获时间，从而改善其性能，例如可采用不同PN码相位的滑动相关器组进行并行捕获。

此外，按搜索检测值的判决方式分，PN码捕获大致可分为最大似然比判决方式(即最大相关峰值选择方式)和门限比较判决方式两类。一般而言，最大似然比判决方式在噪声环境下捕获性能更优，因为该方式是基于所有PN码检测相位相关值进行比较的最佳方式。但对于具有高扩频增益的长PN码，一方面，若采用并行算法将带来不可接受的硬件复杂度及资源开销，另一方面，采用对整个PN码相位区间相关值进行顺序的全程搜索比较，则有可能带来过长的捕获时间。相对来说，门限比较判决方式是将顺序获得的PN码检测值与某一个(或一组)确定门限值进行比较，这种方法构造简单而且极为有效，是目前常用的判决方法。PN码捕获门限的选取可以采用固定门限值或者自适应门限值，根据具体设计要求而定，一般说来后者可适应更大的输入信噪比(SNR：Signal-to-Noise Ratio)动态范围。另外，上述的判决方法还可以结合不同的搜索及校验策略，如单次固定驻留策略、多次固定驻留策略、可变驻留时间策略等，发展出各种改进的PN码捕获方式，以适应设计指标如平均捕获时间、最终检测/虚警概率、硬件实现复杂度等方面不同系统要求的折中和优化。

现代通信系统中，通信信道的参数一般来说总是随时间变化的。尤其在无线移动通信环境下，由于衰落、多径、噪声、及各种干扰的影响，接收机的输入信号及信噪比都会发生变化，而输入信号的信噪比值在PN码同步之前一般是不容易获得的。这种情况对扩频信号的PN码捕获尤为不利，因为特定的捕获门限往往只能在一个很小的SNR范围内获得最佳的捕获性能，当然，采用自适应门限可以适当拓宽可以捕获的SNR范围。在某些特殊的扩频通信系统中，往往需要考虑接收机在输入信噪比全程动态范围进行PN码的可靠捕获，该动态范围低端可靠近解调门限如E_b/N₀(即，每比特信号能量与高斯白噪声单边功率谱密度之比值)＝6.0dB或更低，高端为E_b/N₀→+∞时的无噪纯信号；与此同时，还可能需要考虑一种特殊的极端情形，即在高信噪比SNR(或E_b/N₀)→+∞时，信号幅度极大。一般而言，高信噪比、大信号幅度对系统的解调解扩性能是有好处的，但对要兼顾大动态范围信噪比的PN码捕获极端不利，尤其在扩频增益较大时(例如，扩频比G_A＝1024或以上)，本地PN码与接收信号的相关值旁瓣很大，甚至会高于低信噪比(如E_b/N₀＝6.0dB)时相关主峰值。上面所述的特殊输入条件至少会在下面的两种情形中出现，a)输入端包含有自动增益控制器件(AGC：Automatic Gain Control)时，b)当输入端不包含AGC，但保证输入噪声功率有限，而输入信号功率具有极大的动态范围时，例如功率控制部件失效的情况。文献[Sachin D.Sapte，Daniel L.Noneaker，″Robust serial acquisition of DS packettransmissions″，Military Communications Conference Proceedings，1999.MILCOM1999.IEEE，Volume：1，pp102-106，1999]中分析了扩频接收机中AGC放大器对PN码捕获性能的影响，该文献指出，当采用某一个针对特定信噪比并基于最佳捕获性能而设定的捕获门限时，由于AGC的作用在高信噪比端出现了捕获性能变差的有违常情的现象。该文献并未提出解决方案。

针对如上所述的输入信噪比具有全程动态范围而且高信噪比时具有大幅度信号的输入条件，目前为止国内外公开发表的出版物中尚未发现有文献对该问题提出通用有效的技术解决方案。一种可能的现有技术是通过测量SNR值并根据该值自适应设定门限的方法进行PN码捕获。[尹裕皙，孟胜柱，尹淳暎，“码分多址移动通信系统中测量噪声功率的设备和方法”，中国专利申请号00801996.7]中公开了一种在码分多址移动通信系统中测量噪声功率并进一步测量SNR的方法。很显然，增加测量SNR的设备会大大增加通信接收机的系统复杂度、资源开销，并增加上不必要的捕获时间，在许多实际系统中是不可行的；此外，在扩频通信中纯粹信号的功率一般比较微弱，在PN码同步之前一般是不易精确测定的，而且纯粹信号的动态范围可能有几十dB甚至达到上百dB，在实际系统中测定起来是极其困难的，因而在大动态范围内采用测量SNR值以自适应设定捕获门限的方法会影响到系统的捕获性能。针对精确测量SNR值的困难，文献[高翔，梁庆林，“大频偏大动态范围突发扩频信号接收技术研究”，北京大学硕士研究生学位论文，2001]中采用一种SNR估计的简化处理方法。该文献针对的是PN码扩频比为1024并且输入中频模块包含有AGC放大器的特例，其基本思路是将输入SNR范围分为高信噪比区和低信噪比区，通过对SNR间接估值确定所在区域，如果在低信噪比区则采用慢捕获模块进行捕获，否则转入快捕获模块进行捕获。对SNR间接估值的方法，是慢捕获模块在进行PN码捕获搜索的同时，统计接收信号与本地PN码相关值(主峰及旁瓣)超过慢捕获模块的SNR估计门限的数目，即设定一个相关样本窗口M及一个阈值k(其中，k＜M)，检测相关值超过估计门限的统计数目为r，如果r≥k则认定为SNR值处于高信噪比区，系统转为启动快捕获模块进行捕获，否则认定为处于低信噪比区仍保持在慢捕获模块。显然，这是一种经过两个捕获模块的顺序串行搜索流程，在高信噪比区捕获时会增加额外的捕获时间；其次，当SNR处于高信嗓比区时，相关值超过SNR估计门限的样点数r是一个随机变量，r≥k这一事件具有一定的漏警概率P_m，而此时在慢捕获模块中对过捕获门限样点进行的频繁校验过程，又会增加额外的捕获时间；另外，当PN码扩频比增大因而其相关旁峰也相应增大时，输入SNR动态范围划分为两个分区进行捕获是不够的，从而也相应需要经过多次SNR估计判断以及逐区转换捕获模块，这会给高信噪比区的捕获带来更长的捕获时间。总而言之，该文献的PN码捕获方法在高信噪比时会带来较大的捕获时间，在某些PN码捕获时间极受约束的情况下是不利的。当然，该文献主要是为了处理输入信号具有大的频率偏差的情况，这种方法仍然是行之有效的。

另一种可能的现有技术称为最大相关峰值全程搜索技术，参见文献[Zhen-Liang Shi，Peter F.Driessen，″Automated threshold control for acquisition in spreadspectrum packet radio communication″，Communications，1993.ICC′93 Geneva.Technical Program，Conference Record，IEEE International Conference on，Volume：1，pp478-482，1993]。虽然，该文献并不是专门针对本发明所指的特殊输入条件，然而该捕获方式思路简单，在高信噪比时捕获性能更好，而且可以处理任意的大幅度信号。但是在低信噪比时，则需要对相关检测量进行多样本的累加平均以提高检测量的SNR值，如果是使用滑动相关器捕获会大量增加捕获时间，因而最大相关峰值全程搜索技术一般只限于使用匹配滤波器捕获的系统中；另一方面，在大扩频比、长PN码的情形下，使用数字匹配滤波的方案极不经济，几乎是不现实的，因而大多只能考虑使用模拟匹配滤波器的场合。

发明内容：

本发明的一个目的在于提供一种用于直接序列扩频通信中PN码捕获的简单实用、易于数字实现的、能够适应任意扩频比的通用性强的方法及电路装置，尤其在输入信噪比具有准全程动态范围而且高信噪比时具有大幅度信号的特殊输入条件下，能获得均匀良好的PN码捕获性能，尤其是PN码的快速捕获性能。

本发明的直接序列扩频通信PN码捕获方法，其步骤包括

一、设置输入信噪比动态范围分区和各分区的捕获门限：

1.设置第N#分区：(低信噪比区)

1)N#分区的下界为SNR_N下→-∞；

2)在解调门限处，(如E_b/N₀＝6.0dB)，根据其SNR值及所需捕获性能(如平均捕获时间、最终检测概率、最终虚警概率等)设置一个门限b_N或一组门限B_N；

3)按所需捕获性能及门限值确定该分区的上界SNR_N上；

4)门限可采用固定值或自适应调整值；

2.设置第N-1#分区：

1)选一SNR值低于N#分区的上界SNR_N上，定为N-1#分区的下界SNR_N-1下；

2)依SNR_N-1下值及其所对应的相关主峰值设置一门限b_N-1或一组门限B_N-1，使得在SNR_N-1下以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0；

3)按所需捕获性能及门限值确定该分区的上界SNR_N-1上；

4)门限可采用固定值或自适应调整值；

3.重复步骤2，直到设置第1#分区：(高信噪比区)

1)选择一个SNR值低于2#分区的上界SNR_2上，定为1#分区的下界SNR_1下；

2)依SNR_1下值及其所对应的相关主峰值设置一个门限b₁或一组门限B₁，在SNR_1下以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0，该门限值大于最大纯粹信号所对应的最大相关旁瓣值；

3)1#分区的上界为SNR_1上→+∞；

4)门限可采用固定值或自适应调整值；

5)如果1#分区采用最大相关峰值全程搜索技术进行捕获，则b₁(或B₁)设定为保护门限，即所检测到的最大相关峰值必须高于保护门限值才能被接受；

二、独立并行设置各分区的PN码捕获分支；

三、设定各捕获分支的优先级别：

1)设定1#捕获分支的优先权最高为1；

2)设定2#捕获分支的优先权次高为2；

3)依次类推，设定N#捕获分支的优先权最低为N；

四、优先判选控制器选择当前最高优先权的分支捕获指示，作为系统PN码捕获指示；当前最高优先权的分支捕获指示转为失步状态时，该捕获分支以及所有低于该优先权的捕获分支复位，并重新启动有关捕获分支的搜索过程。

本发明的直接序列扩频通信PN码捕获电路装置，包括N个PN码捕获分支和优先判选控制器，各捕获分支独立并行工作，各PN码捕获分支具有捕获/失步指示输出端，优先判选控制器由1到N从高到低顺序设定各PN码捕获分支的优先级别，优先判选控制器选择当前最高优先级别的分支捕获指示，给出系统PN码捕获指示，优先判选控制器根据当前捕获分支的失步状态，给出相应捕获分支的复位控制信号。

各PN码捕获分支可选自单个或并行的滑动相关器捕获器、匹配滤波器捕获器或其组合。

本发明的PN码捕获电路装置技术方案的基本思路，是放弃使用单个PN码捕获电路装置进行输入信噪比动态范围全程捕获的固有思路，而通过对输入信噪比全程动态范围进行适当分区，相应采用多个常规PN码捕获分支进行并行捕获来实现。这里所说的常规PN码捕获电路装置，可以是前面所述的滑动相关捕获方式，也可以是匹配滤波捕获方式；可以采用最大相关峰值选择的判决方式，也可以采用门限比较的判决方式，其中门限的设定还可以是固定的或自适应调整的；可以结合不同的搜索和校验策略，如单次固定驻留策略、多次固定驻留策略、及可变驻留时间策略等。

在每一个信噪比分区，对应的PN码捕获分支基于捕获性能的指标要求应能达到可靠的捕获，称该信噪比分区为对应PN码捕获分支的“捕获分区”。针对该捕获分区以下的信噪比区域，PN码捕获分支的门限设定要求保证高于该捕获分区以下信噪比区域的相关主峰值，从而强制避免进入捕获；而对于该捕获分区以上的信噪比区域，因为大信号相关旁瓣的影响，该PN码捕获分支极有可能进入虚假锁定。也就是说，对于任意一个SNR值的输入信号，除了该SNR值所在信噪比分区对应的PN码捕获分支能正确捕获外，在其下方的捕获分支都有可能发出虚假的PN码捕获指示信号。

采取的解决方法是对各PN码捕获分支设定一个优先级别，如果其所在捕获分区的信噪比值越高，则其优先权越高；采用一个优先判选控制模块来选择优先权最高的PN码捕获分支发出的捕获指示，即可确定为真实的PN码捕获指示。此外，为了避免当输入信号SNR变化并移出当前捕获分区时，下区的捕获分支因某种原因在原有假锁相位可能保持假锁状态而造成系统假锁的错误状态，当前的捕获分支由捕获状态转为失步状态时，优先判选控制模块应能够检测到这种变化，并且对该捕获分支以及所有低于该优先权的捕获分支进行复位，以重新启动PN码捕获搜索过程，避免发生所谓的失步假锁现象。这种方法，也就彻底克服了高信噪比时大幅度信号对PN码捕获电路的不利影响。

本发明的PN码捕获电路装置应该能够实现输入信噪比全程覆盖，也就是说各捕获分区之间不能留有间隙。为此，可以通过设定相应的门限，保证相邻捕获分区之间能够相互交叠，这样各个并行的PN码捕获分支在针对输入信噪比的整个动态范围的进行捕获时，就可以实现平滑过渡、无缝衔接，达到对任意的输入SNR自适应捕获的效果。从而也就保证了在任意一个大于解调门限的SNR处，本发明的PN码捕获装置都可以实现可靠的捕获。

本发明的PN码捕获电路装置，各捕获分支之间独立并行，相互之间的设计参数不敏感，因而可以针对各捕获分区所在的区间对其捕获分支的组成结构和指标参数分别进行优化，从而可以在输入信噪比全程动态范围获得均匀良好的PN码捕获性能。此外，由于采取输入分区并行捕获的结构，在不需要进行多样本平均以提高相关检测量SNR的高信噪比区，甚至可以采用滑动相关器进行最大相关峰值全程搜索的方式进行捕获，这种方式不仅可以处理任意大的无噪纯粹信号，而且可以较大地拓宽高信噪比捕获分区区间；另一方面，在需要进行多样本平均以提高相关检测量SNR的低信噪比区，则可以进一步采用滑动相关器组的并行捕获方式，以减少捕获时间。全部采用滑动相关器实现的本发明的PN码捕获电路装置，结构简单实用，便于数字化实现。当然本发明的PN码捕获电路装置，并不只限于采用滑动相关器的组成方式。

本发明的PN码捕获电路装置所包含的捕获分支数目，需要由具体分析PN码自相关值随SNR的分布规律来确定。一般而言，随着PN码扩频比的增大，所需的捕获分支数目也会相应增加，因为扩频比越大，相应无噪纯信号的相关旁瓣也越大；而随着PN码扩频比减小，无噪纯信号带来的相关旁瓣会相应变小，甚至可以被忽略，这时本发明的PN码捕获电路装置则退化为单个捕获分支的普通结构。很显然，本发明的构造方式可以适应任意扩频比的情形。

本发明的优点与积极效果总结如下：

1、本发明的提供了一种直接序列扩频通信中的PN码捕获电路装置和方法，克服了高信噪比时大幅度信号对PN码捕获电路的不利影响，可以在输入信噪比准全程动态范围实现可靠捕获；

2、本发明的PN码捕获电路装置和方法，在针对上述1中的特殊输入条件时，构造简单实用，易于数字实现；

3、本发明的PN码捕获电路装置和方法，在针对上述1中的特殊输入条件时，可以适用于任意的PN码扩频比，通用性强；

4、本发明的PN码捕获电路装置和方法，在针对上述1中的特殊输入条件时，采用独立并行的分支捕获方式，相互之间的设计参数不敏感，容易获得输入信噪比准全程动态范围均匀良好的PN码捕获性能；

5、本发明的PN码捕获电路装置和方法，在针对上述1中的特殊输入条件时，采用捕获分区重叠及优先判选的方式，可以无需测定具体的SNR值而自适应地完成PN码捕获；

附图说明：

图1是本发明的直接序列扩频通信码捕获电路装置的电路原理框图；

图2是根据本发明的第一个实施例的电路原理框图，其中一个捕获分支是16路并行滑动相关捕获器组，另一个捕获分支是单个滑动相关捕获器；

图3是第一和第二实施例中应用的滑动相关捕获器组成的电路原理框图；

图4是根据本发明的第二个实施例的电路原理框图，其中一个捕获分支是16路并行滑动相关捕获器组，另一个捕获分支是一个数字匹配滤波捕获器；

图5是第二实施例中应用的数字匹配滤波捕获器组成的电路原理框图；

具体实施方式：

本发明有两个具体实施例。所涉及的接收机输入信号，是直接序列扩展频谱(DS_SS：Direct Sequence Spread Spectrum)信号，调制方式为二相相移键控(BPSK：Binary Phase Shift Keying)调制，两个正交路I路和Q路分别采用不同的PN码(PN_I和PN_Q)，即接收信号类型为DS/2BPSK信号。其中PN码采用周期为1023码片的GOLD码序列，在码序列末端插入一个0码扩展为1024周期；调制数据率为2×2.4kbps，扩频增益为1024。

第1实施例的接收输入端有一个AGC放大器；第2实施例的接收输入端没有AGC放大器，但可满足输入噪声功率一定的条件，而输入纯粹信号幅度可以极大。

下面将参考有关附图对本发明的两个具体实施例进行详细说明。在以下的说明中，将避免对一些熟知的功能和结构进行详细说明，因为不必要的细节描述会使本发明的重点不清晰。

第1实施例：

图2是第1实施例的电路原理框图。图中接收信号r(t)经AGC放大器200，送至预处理器202进行中频混频、低通滤波、A/D变换、正交下变频、接收波形匹配滤波、插值等预先处理步骤，生成离散数字信号R(k)输入至本发明的PN码捕获电路。

第1实施例的PN码捕获电路包含2个PN码捕获分支，其中1#捕获分支采用单个滑动相关捕获器218，2#捕获分支采用16路滑动相关捕获器210～216进行同步并行捕获。2#捕获分支的各子支路相互之间错开一个相邻等间隔的PN码相位，在对应的低信噪比分区可以加快捕获时间。2#捕获分支还包括一个多路判选器220，选择比较各捕获子支路的捕获指示信号作为2#捕获分支的捕获指示并送至优先判选控制器230；如果没有任何子支路进入捕获，则送出失步指示信号。优先判选控制器230根据1#和2#两分支的捕获/失步指示信号进行优先判选，并向系统发出PN码捕获/失步指示信号。

图3是一个滑动相关捕获器的具体电路原理框图。信号R(k)在预处理器202中已分解为I路和Q路信号。I路信号与本地PN_I码发生器300相乘，结果送至相关值累加器310进行累加，相关累加值以1024码片为周期进行采样并送至平方器320进行平方，相关值累加器310同时进行清洗；Q路信号与本地PN_Q码发生器302相乘，结果送至相关值累加器312进行累加，相关累加值以1024码片为周期进行采样并送至平方器322进行平方，相关值累加器312同时进行清洗。I路相关平方值与Q路相关平方值相加后送至多样本累加器330进行累加平均得到多样本检测量，多样本检测量经过驻留样本数后送给门限比较器340进行门限比较，同时多样本累加器330进行驻留清洗。捕获控制器350根据门限比较器340的结果，结合当前所处的搜索或校验状态，发出捕获/失步指示信号。捕获控制器350还发出上述的PN码相位调整信号至本地PN码发生器300和302、相关清洗信号至相关累加器310和312、及驻留清洗信号至多样本累加器330进行相应的控制。其中，1#捕获分支中的滑动相关捕获器采用2次固定驻留方式，包括1符号样本搜索驻留时间和8符号样本校验驻留时间；2#捕获分支中的滑动相关捕获器采用2次固定驻留方式，包括8符号样本搜索驻留时间和32符号样本校验驻留时间。

第1实施例的输入信噪比动态范围分区及捕获门限设置方法，基本步骤为：

1.设置第2#分区：(低信噪比区)

1)2#分区的下界为SNR_2下→-∞；

2)在解调门限处(如E_b/N₀＝6.0dB)，根据其SNR值及所需捕获性能(如平均捕获时间、最终检测概率、最终虚警概率等)设置一组固定门限B₂；

3)按所需捕获性能及门限值B₂确定该分区的上界SNR_2上，定为E_b/N₀＝19.0dB；

2.设置第1#分区：(高信噪比区)

1)选择一个SNR值低于2#分区的上界SNR_2上，作为1#分区的下界SNR_1下，定为E_b/N₀＝14.0dB；

2)根据SNR_1下值时的E_b/N₀＝14.0dB所对应的相关主峰值设置一组固定门限B₁，一方面使得在E_b/N₀＝14.0dB以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0，另一方面该门限值已经大于无噪纯粹信号所对应的最大相关旁瓣值；

3)1#分区的上界为SNR_1上→+∞；

第1实施例的捕获支路优先判选控制方法，基本流程为：

1.设定1#捕获分支的优先权最高为1，2#捕获分支的优先权为2；

2.任何时候如果1#捕获分支发出捕获指示，则优先判选控制器230指示系统进入1#分支的捕获；

3.只有当1#捕获分支未发出捕获指示，而2#捕获分支发出了捕获指示时。优先判选控制器230才指示系统进入2#分支的捕获；

4.如果1#捕获分支当前从捕获状态转为失步状态，优先判选控制器230同时对1#和2#捕获分支发出复位控制信号，并指示系统进入失步；

5.如果系统当前为2#分支的捕获状态，则当其由捕获状态转为失步状态时，优先判选控制器230只对2#捕获分支发出复位控制信号，并指示系统进入失步；

第2实施例：

图4是第2实施例的电路原理框图。图中接收信号r(t)经预处理器400进行中频混频、低通滤波、A/D变换、正交下变频、接收波形匹配滤波、插值等预先处理步骤，生成离散数字信号R(k)输入至本发明的PN码捕获电路。

第2实施例的PN码捕获电路包含2个PN码捕获分支，其中1#捕获分支采用数字匹配滤波捕获器418，2#捕获分支采用16路滑动相关捕获器410～416进行同步并行捕获。2#捕获分支的各子支路相互之间错开一个相邻等间隔的PN码相位，在对应的低信噪比分区可以加快捕获时间。2#捕获分支还包括一个多路判选器420，选择比较各捕获子支路的捕获指示信号作为2#捕获分支的捕获指示并送至优先判选控制器430；如果没有任何子支路进入捕获，则送出失步指示信号。优先判选控制器430根据1#和2#两分支的捕获/失步指示信号进行优先判选，并向系统发出PN码捕获/失步指示信号。需要申明的是，虽然此处的1#捕获分支使用的是数字匹配滤波捕获器，但并不是限制对其他实现方式的PN码捕获器的使用。换句话说，在某些应用场合中，采用最大相关峰值选择方式的滑动相关捕获器也是可行的。

图3是一个滑动相关捕获器的具体电路原理框图。信号R(k)在预处理器400中已分解为I路和Q路信号。I路信号与本地PN_I码发生器300相乘，结果送至相关值累加器310进行累加，相关累加值以1024码片为周期进行采样并送至平方器320进行平方，相关值累加器310同时进行清洗；Q路信号与本地PN_Q码发生器302相乘，结果送至相关值累加器312进行累加，相关累加值以1024码片为周期进行采样并送至平方器322进行平方，相关值累加器312同时进行清洗。I路相关平方值与Q路相关平方值相加后送至多样本累加器330进行累加平均得到多样本检测量，多样本检测量经过驻留样本数后送给门限比较器340进行门限比较，同时多样本累加器330进行驻留清洗。捕获控制器350根据门限比较器340的结果，结合当前所处的搜索或校验状态，发出捕获/失步指示信号。捕获控制器350还发出上述的PN码相位调整信号至本地PN码发生器300和302、相关清洗信号至相关累加器310和312、及驻留清洗信号至多样本累加器330进行相应的控制。第2实施例的2#捕获分支中的滑动相关捕获器采用2次固定驻留方式，包括8符号样本搜索驻留时间和32符号样本校验驻留时间。

图5是一个数字匹配滤波捕获器的具体电路原理框图。信号R(k)在预处理器400中已分解为I路和Q路信号。I路信号经与PN_I码相匹配的数字匹配滤波器510进行滤波，所产生的码片速率的结果送至平方器520进行平方；Q路信号经与PN_Q码相匹配的数字匹配滤波器512进行滤波，所产生的码片速率的结果送至平方器522进行平方。I路相关平方值与Q路相关平方值相加后送至最大相关峰值选择器530进行相关主峰搜索判选，搜索的结果在门限比较器540与保护门限进行比较。当搜索到的最大相关峰值比保护门限高时，才发出捕获指示信号；否则将保持在失步状态，并开始新一轮周期的顺环搜索过程。需要指出的是，这里并没有对匹配滤波器的输出进行多样本的累加平均，这符合高信噪比区的PN码捕获特点。

第2实施例的输入信噪比动态范围分区及捕获门限设置方法，基本步骤为：

1.设置第2#分区：(低信噪比区)

1)2#分区的下界为SNR_2下→-∞；

2)在解调门限处(如E_b/N₀＝6.0dB)，根据其SNR值及所需捕获性能(如平均捕获时间、最终检测概率、最终虚警概率等)设置一组固定门限B₂；

3)按所需捕获性能及门限值B₂确定该分区的上界SNR_2上，定为

E_b/N₀＝19.0dB；

2.设置第1#分区：(高信噪比区)

1)选择一个SNR值低于2#分区的上界SNR_2上，作为1#分区的下界SNR_1下，定为E_b/N₀＝14.0dB；

2)根据SNR_1下值时的E_b/N₀＝14.0dB所对应的相关主峰值设置一组固定门限B₁，一方面使得在E_b/N₀＝14.0dB以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0，该门限值是作为1#捕获分支的保护门限；

3)1#分区的上界为SNR_1上→+∞；

第2实施例的捕获支路优先判选控制方法，基本流程为：

1.设定1#捕获分支的优先权最高为1，2#捕获分支的优先权为2；

2.任何时候如果1#捕获分支发出捕获指示，则优先判选控制器430指示系统进入1#分支的捕获；

3.只有当1#捕获分支未发出捕获指示，而2#捕获分支发出了捕获指示时，优先判选控制器430才指示系统进入2#分支的捕获；

4.如果1#捕获分支当前从捕获状态转为失步状态，优先判选控制器430同时对1#和2#捕获分支发出复位控制信号，并指示系统进入失步；

5.如果系统当前为2#分支的捕获状态，则当其由捕获状态转为失步状态时，优先判选控制器430只对2#捕获分支发出复位控制信号，并指示系统进入失步；

虽然参考其中特定的两个具体实施例对本发明进行了图示和说明，但是，本领域的普通技术人员将会理解，在不脱离本发明附加的权利要求所定义的精神和范围的情况下，可以对本发明进行形式和细节上的各种修改。

Claims (8)

1、一种直接序列扩频通信PN码捕获方法，其步骤包括

1)设置输入信号信噪比动态范围分区和各分区的捕获门限值：

1-1)设置第N分区：

①第N分区的信噪比下界为SNR_N下→-∞；

②在解调门限值处，根据其SNR值及所需捕获性能设置一个门限值b_N或一组门限值B_N；

③按所需捕获性能及所述门限值确定该分区的信噪比上界SNR_N上；

1-2)设置第N-1分区：

①选一SNR值低于第N分区的信噪比上界SNR_N上，定为第N-1分区的信噪比下界SNR_N-1下；

②依SNR_N-1下值及其所对应的相关主峰值设置一门限值b_N-1或一组门限值B_N-1，在SNR_N-1下以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0；

③按所需捕获性能及所述门限值确定该分区的信噪比上界SNR_N-1上；

1-3)重复步骤2，直到设置第1分区：

①选择一个SNR值低于2#分区的信噪比上界SNR_2上，定为第1分区的信噪比下界SNR_1下；

②根据SNR_1下值及其所对应的相关主峰值设置一个门限值b₁或一组门限值B₁，在SNR_1下以下区域，最终检测概率和最终虚警概率都趋于0；

③第1分区的信噪比上界为SNR_1上→+∞；

2)独立并行设置各分区的PN码捕获分支；

3)设定各捕获分支的优先级别：

3-1)设定第1捕获分支的优先权最高为1；

3-2)设定第2捕获分支的优先权次高为2；

3-3)依次类推，设定第N捕获分支的优先权最低为N；

4)优先判选控制器选择当前最高优先权的分支捕获指示，作为系统PN码捕获指示。

2、如权利要求1所述的直接序列扩频通信PN码捕获方法，其特征在于：所述门限值可采用固定值或自适应调整值。

3、如权利要求1所述的直接序列扩频通信PN码捕获方法，其特征在于：所述第1分区门限值大于无噪纯粹信号所对应的最大相关旁瓣值。

4、如权利要求1所述的直接序列扩频通信PN码捕获方法，其特征在于：如果第1分区采用最大相关峰值全程搜索方式进行PN码捕获，则b₁或B₁设定为保护门限值。

5、如权利要求1所述的直接序列扩频通信PN码捕获方法，其特征在于：如果系统当前为一个捕获分支的捕获状态，则当该捕获分支的捕获状态转为失步状态时，该捕获分支以及所有低于该捕获分支优先权的捕获分支复位，并重新启动其PN码的搜索过程。

6、一种直接序列扩频通信PN码捕获电路，包括N个PN码捕获分支电路和一个优先判选控制器，其特征在于所述N个PN码捕获分支电路独立并行设置，对应于按照输入信号信噪比的动态值范围划分的N个输入信号信噪比分区，并执行PN码的捕获；优先判选控制器对所述捕获分支电路1到N从高到低顺序设定优先级别，优先判选控制器选择当前最高优先级别的捕获分支电路的捕获指示，给出系统PN码捕获指示。

7、如权利要求6所述的直接序列扩频通信PN码捕获电路，其特征在于：各PN码捕获分支电路可由单个或多个并行的滑动相关器捕获器或匹配滤波器捕获器构成。

8、如权利要求6所述的直接序列扩频通信PN码捕获电路，其特征在于：优先判选控制器根据当前捕获分支电路的失步状态，给出相应捕获分支电路的复位控制信号，即如果系统当前为一个捕获分支电路的捕获状态，则当该捕获分支电路的捕获状态转为失步状态时，该捕获分支电路以及所有低于该捕获分支电路优先权的捕获分支电路复位，并重新启动其PN码的搜索过程。

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