CN114641949A - 用于补偿相干光接收器处的缺陷的设备 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及光通信，特别是光发射器和相干光接收器之间通过光链路的光通信。本发明提供了一种用于补偿相干光接收器处的缺陷的设备。该设备被配置为：从接收器获得接收信号；基于第一均衡器的目标输出，适配该第一均衡器；用该第一均衡器补偿该接收信号，以补偿由该接收器引起的缺陷；以及用第二均衡器进一步补偿该接收信号，以补偿由发射器和该接收器之间的链路引起的缺陷。该设备还被配置为：基于该第二均衡器的配置，估计信道响应；从该信道响应中提取该链路的传递函数；以及基于该传递函数和基于从该接收信号获得的比特判决，计算该第一均衡器的目标输出。
Description
技术领域
本发明涉及光通信，特别是光发射器和相干光接收器之间通过光链路的光通信。本发明提供了一种用于补偿相干光接收器处的缺陷的设备，其中缺陷可能分别由接收器和链路引起。具体地，该设备被配置为基于计算出的链路的传递函数，用两个单独的均衡器均衡从接收器获得的接收信号。
背景技术
光纤通信不断向更高的线路速率和更高的频谱效率发展。相干光学成为长途和城域应用的首选技术，并逐渐渗透到短距离传输市场。
最近，当前这一代相干光学支持每载波高达600Gb/s的线速，而下一代相干光学将通过利用64点正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)和更大的符号星座实现超过800Gb/s的线速。相干光学技术目前正被讨论用于40km ER和80km ZR 400Gb/s以太网(400GbE)应用。除了400GbE之外，相干光收发器被认为是10km LR暗光纤互连的主要候选。
高线速下的高阶星座对转发器的缺陷极为敏感。例如，即使是符号周期5％左右的同相(I)和正交(Q)分量之间的小偏斜也会产生几分贝(dB)的大传输损失。图6转载自“G.Khanna等人，“高阶调制格式和高波特率的发射器I/Q偏斜和频率响应的联合自适应预补偿”(Joint Adaptive Pre-Compensation of Transmitter I/Q Skew and FrequencyResponse for High Order Modulation Formats and High Baud Rates)，光网络和通信会议OFC 2015年论文集”，说明了在符号率为37.41吉波特(GBaud)的几种调制格式下由IQ偏斜引起的光信噪比(Optical Signal-to-Noise Ratio，OSNR)损失。对于37.41GBaud64QAM，I和Q通道1兆分之一秒(ps)时延的小不匹配已经导致1分贝(dB)的损失。
事实上，I和Q分量之间的差分群时延在频率上不是恒定的，正如G.Khanna等人为了简单起见而假设的那样，其作为频率的函数而变化，因此不能用一维参数表示。在实践中，该函数表现出斜率和纹波，尤其是在高频下，这使得其准确估计和补偿成为一项艰巨的任务。
此外，在未放大的短距离通信中，信号功率是一种稀缺资源，而为了充分利用它，必须在高功率电平下操作发射器处的电驱动器和调制器，并且在高增益区操作接收器处的电放大器，这加剧了非线性失真的影响，并且还要求非线性补偿。
IQ偏斜和非线性是两个突出的例子，但更多的影响会损害相干光收发器的性能，即导致缺陷。最重要的缺陷发生在发射器和接收器两者上，包括与频率相关的IQ偏斜、与频率相关的IQ不平衡、带宽限制和非理想的幅度和相位响应、非线性失真(通常带有内存)以及四个支路XI、XQ、YI、YQ之间的串扰，它们被映射到两个正交偏振平面X和Y的I和Q分量上。
为了实现下一代相干光学，必须减轻这些缺陷。基于数字信号处理(DigitalSignal Processing，DSP)的补偿技术尤其具有吸引力，因为它们利用了相干解调的优势并减轻了对电光组件的要求。
通常，可以考虑静态补偿和自适应补偿技术。然而，基于工厂校准的静态补偿存在几个缺点。首先，由于组件特性受老化和温度影响会随时间而变化，因此损伤本质上是随时间变化的，应该持续跟踪。此外，工厂校准非常耗时，通常使用外部设备，因此会影响生产成本。
可以通过自适应数字预失真(Digital Pre-Distortion，DPD)来减轻发射器的缺陷。自适应可以依赖于发射器的本地反馈，正如“G.Khanna等人，“用于光通信发射器的稳健自适应预失真方法”(A Robust Adaptive Pre-Distortion Method for OpticalCommunication Transmitters)，IEEE光子学技术快报，28卷，7期(2016年)”所述。或者，可以使用来自远端Rx的反馈来适配DPD，正如“G.Khanna等人，“使用来自远端接收器的反馈的自适应发射器预失真”(Adaptive Transmitter Pre-Distortion using Feedback fromthe Far-End Receiver)，IEEE光子学技术快报，30卷，3期(2018年)”所述。
然而，接收器缺陷的自适应补偿仍然是一个悬而未决的问题。
解决该问题的第一个示例性架构如图7所示，其分别基于“A.Matsushita等人，“通过使用数字反向传播的全拉曼放大840千米SSMF的10-WDM 64吉波特PDM-64QAM传输”(10-WDM 64-GBaud PDM-64QAM Transmission over all-Raman Amplified 840km SSMF usingDigital Back Propagation)，欧洲光通信会议ECOC论文集(2017年)”，以及“A.Matsushita等人，“使用PDM-256QAM格式的高光谱效率600Gbps/载波传输”(High-Spectral-Efficiency 600-Gbps/Carrier Transmission Using PDM-256QAM Format)，IEEE光波技术杂志，37卷，2期(2019年)”。
在图7所示的架构中，光信号用双线复合型箭头表示，而对应于四个支路XI、XQ、YI、YQ的电信号用单线复合型箭头表示。发射器(Tx)将四个电支路转换为光信号，而其对应的接收器(Rx)将光信号映射到四个电支路。
根据图7，按照功能组合法则的要求，链路和Rx分量在接收器处以反向重新排序被均衡。图7特别示出接收器的缺陷通过接收器均衡器(receiver equalizer，RxEQ)被减轻，而链路的补偿包括体色散均衡器(Bulk Chromatic Dispersion Equalizer，BCD EQ)和多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)均衡器，以应对偏振态(State ofPolarization，SOP)的旋转和偏振模色散(Polarization Mode Dispersion，PMD)。可在接收器处使用的附加模块未在图7中示出，因为它们与当前讨论无关。
图7中所示架构的主要问题是为RxEQ导出合适的适配标准。
Matsushita等人描述以下程序来适配RxEQ。由已知伪随机二进制序列(Pseudo-Random Binary Sequence，PRBS)和前导码组成的预均衡信号以背靠背光学配置方式被发送，即没有显著色散(Chromatic Dispersion，CD)、高阶PMD以及其他链接效应。载波频率偏移量、激光相位噪声量、一阶PMD量和偏振旋转量是从接收到的数据中估计出来的，并用于获得RxEQ的目标输出。通过利用接收信号和目标输出，计算出补偿每个通道的接收器频率响应的反函数。
遗憾的是，这种方法受到一些严重的限制。首先，该方法需要传输已知数据序列(PRBS)和训练序列(前导码)。其次，该方法无法分别应对高阶PMD、偏振相关损耗(polarization dependent loss，PDL)和CD。因此，RxEQ可以在出厂时进行校准，但在运行过程中无法进行适配。此外，Matsushita等人的方法只能用于训练线性RxEQ，但不能应对非线性失真。
图8中示出了第二个示例性架构，其分别基于“R.Rios-Müller等人，“长途非色散管理系统的盲接收器偏斜补偿”(Blind Receiver Skew Compensation for Long-HaulNon-Dispersion Managed Systems)，欧洲光通信会议ECOC论文集(2014年)”，以及“R.Rios-Müller等人，“使用自适应均衡器的长途非色散管理系统的盲接收器偏斜补偿和估计”(Blind Receiver Skew Compensation and Estimation for Long-Haul Non-Dispersion Managed Systems Using Adaptive Equalizer)，IEEE光波技术杂志，33卷，7期(2015年)”。
在遵循与图7中采用的相同图形约定的图8中所示的架构中，接收器缺陷的补偿发生在BCD EQ之后的MIMO EQ中。BCD EQ分别处理每个实支路XI、XQ、YI、YQ，从而生成4个复支路。本质上，具有实数输入和复数输出的每通道BCD EQ用于保持I分量和Q分量分离。8×4MIMO均衡器自适应补偿接收器的幅度和相位响应。线性接收器效应的均衡可以应用在BCDEQ之后的MIMO EQ中，因为标量线性滤波器可交换。
图8所示架构的一个显著缺点是使用8×4MIMO EQ而不是4×4MIMO EQ，这样将MIMO EQ的复杂度有效增加了两倍。此外，这种架构无法补偿非线性接收器损伤，因为BCDEQ的巨大内存极大地扩展了非线性效应，使得通过MIMO EQ进行补偿变得不可行。
发明内容
鉴于上述挑战和缺点，本发明实施例旨在改进相干光接收器处的缺陷补偿。一个目的是提供一种没有常规限制的用于补偿这种缺陷的设备。特别地，该设备应该在接收器操作期间可用。该设备还应该不需要传输任何已知数据序列和训练序列。该设备应该能够应对非线性损伤。此外，该设备应能够应对高阶PMD、PDL和CD。该设备还应该具有低复杂性或至多中等复杂性。
该目的通过所附独立权利要求中描述的本发明实施例来实现。本发明实施例的有利实现方式在从属权利要求中进一步限定。
本发明的实施例基于发明人关于图7所做的一些考虑。特别地，Tx和Rx的准确实现决定了收发器缺陷的性质和数量，尤其是接收器的实现会影响补偿单元的设计。因此，本发明的实施例应基于可以应用于任何均衡器结构的不可知自适应算法。
通常，均衡器的适配需要了解输入信号和目标输出。然而，在图7的架构中，只有整个解调器之后(而不是直接在RxEQ之后)的目标信号是已知的。一种可能性是通过链式法则诉诸基于梯度反向传播的梯度下降算法。这种类型的算法通常用于训练深度神经网络。然而，对于在图7的架构中使用，由于大量的BCD EQ抽头，梯度反向传播的计算负担将高得不切实际。
因此，本发明的实施例基于以下考虑：
·链路和Rx分量应该以相反的顺序进行均衡，正如图7所示的结构，以便能够补偿非线性损伤并保持MIMO EQ简单。
·链路的响应应该在正常的接收器操作期间进行估计。例如，周期性地，通过使用BCD EQ、MIMO EQ、载波频率偏移估计器(carrier frequency offset estimator，CFOE)和载波相位估计器(carrier phase estimator，CPE)设置的传输链路。这样便不需要特殊的训练序列，并且可以估计全阶PMD和PDL。
·用于RxEQ适配的目标信号应通过模拟来计算。例如，基于链路模型上的前向纠错(Forward Error Correction，FEC)后判决比特或替代性地FEC前判决比特的传输的模拟。这样便不需要传输序列的先验知识。
本发明的第一方面提供了一种用于补偿相干光接收器处的缺陷的设备，该设备被配置为：从该接收器获得接收信号；基于第一均衡器的目标输出，适配该第一均衡器；用该第一均衡器补偿该接收信号，以补偿由该接收器引起的缺陷；以及用第二均衡器进一步补偿该接收信号，以补偿由发射器和该接收器之间的链路引起的缺陷；其中，该设备还被配置为：基于该第二均衡器的配置，估计信道响应；从该信道响应中提取该链路的传递函数；以及基于该传递函数和基于从该接收信号获得的比特判决，计算该第一均衡器的目标输出。
相对于图8所示的架构，第一方面的设备的主要优点是可以使用4×4代替8×4MIMO EQ作为第二均衡器。另一个优点是除了线性效应外，还可以补偿非线性失真。
与图7所示的架构不同，第一方面的设备不需要使用特殊的训练序列，也不需要知晓传输数据。此外，第一方面的设备可以估计全阶PMD和PDL，并且可以用于在正常操作期间而不是仅在背靠背配置中的工厂校准期间适配第一均衡器(例如，RxEQ)。
总之，第一方面的设备因此提供了优于传统方法的几个优点。由于它不需要工厂校准，因此可以节省时间和金钱。尽管如此，如果需要，它也可以用于工厂校准。此外，该设备支持对各种单支路和跨支路接收器损伤的估计和补偿，包括线性效应和非线性效应。该设备可以在正常运行期间跟踪温度相关的影响和老化，因此可以保证从产品生命周期的开始到结束阶段的准确损伤补偿。由于不需要特殊的序列或前导码，所提出的设备还兼容任何DSP帧格式以及当前或未来的标准。
有利地，由该设备执行的自适应算法与第一均衡器的实现无关。具体地，第一均衡器的实现可以被扩展，并且可以根据电光组件和可用计算资源所规定的需要而被适配。最后，由该设备执行的自适应算法可以在软件中实现，例如在微控制器上，而不是在ASIC门中，因此对芯片复杂性和功耗的影响可能较低。
在第一方面的一种实现方式中，该第二均衡器的配置包括一组抽头系数。
这允许对信道响应进行特别准确的估计。
在第一方面的一种实现方式中，该设备被配置为：通过在基于该传递函数确定的链路的模型上模拟该比特判决的传输，计算该第一均衡器的目标输出。
通过在建模链路上模拟比特的传输，可以获得特别准确的目标输出。特别是，无论链路和接收器分别引起的失真类型如何。
在第一方面的一种实现方式中，该设备被配置为：基于由阈值设备或前向纠错FEC解码器获得的比特判决，计算该第一均衡器的目标输出。
因此，提供了两种选择。由于自适应算法对输入错误的鲁棒性，这是可能的。
在第一方面的一种实现方式中，该设备被配置为：在频域中估计信道响应，作为该第二均衡器的逆矩阵响应与满足无符号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)传输的奈奎斯特准则的频率响应的乘积。
这利用了全响应均衡器试图取消ISI的事实。有了这个额外的知识，信道响应的有效估计是可能的。
在第一方面的一种实现方式中，该传递函数的提取包括保留偏振相关损耗PDL的影响，同时去除带宽限制的影响，或者包括去除该PDL的影响。
在第一方面的一种实现方式中，该设备被配置为：通过估计该信道响应中的接收器响应并从该信道响应中去除该接收器响应，提取该传递函数。
在第一方面的一种实现方式中，该设备被配置为：通过操纵该信道响应的奇异值分解的对角矩阵，在频域中提取该传递函数。
在第一方面的一种实现方式中，该奇异值分解的对角矩阵的操纵包括将该矩阵除以其最大元素，或包括用与该矩阵相同大小的单位矩阵替换该矩阵。
在第一方面的一种实现方式中，该第一均衡器被配置为独立处理该接收信号的四个实支路中的每一个；或者该第一均衡器被配置为联合处理该接收信号的四个实支路。
在第一方面的一种实现方式中，该第一均衡器被配置为分别处理该接收信号的两个X实支路和该接收信号的两个Y实支路，其中X和Y为两个正交偏振态。
在第一方面的一种实现方式中，该第一均衡器包括接收器均衡器，并且该第二均衡器包括多输入多输出MIMO均衡器和体色散BCD均衡器。
因此，第一方面的设备与各种类型的均衡器兼容。
本发明的第二方面提供了一种用于补偿相干光接收器处的缺陷的方法，该方法包括：从该接收器获得接收信号；基于第一均衡器的目标输出，适配该第一均衡器；用该第一均衡器补偿该接收信号，以补偿由该接收器引起的缺陷；以及用第二均衡器进一步补偿该接收信号，以补偿由发射器和该接收器之间的链路引起的缺陷；其中，该方法还包括：基于该第二均衡器的配置，估计信道响应；从该信道响应中提取该链路的传递函数；以及基于该传递函数和基于从该接收信号获得的比特判决，计算该第一均衡器的目标输出。
在第二方面的一种实现方式中，该第二均衡器的配置包括一组抽头系数。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：通过在基于该传递函数确定的链路的模型上模拟该比特判决的传输，计算该第一均衡器的目标输出。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：基于由阈值设备或前向纠错FEC解码器获得的比特判决，计算该第一均衡器的目标输出。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：在频域中估计信道响应，作为该第二均衡器的逆矩阵响应与满足无ISI传输的奈奎斯特准则的频率响应的乘积。
在第二方面的一种实现方式中，该传递函数的提取包括保留PDL的影响，同时去除带宽限制的影响，或者包括去除该PDL的影响。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：通过估计该信道响应中的接收器响应并从该信道响应中去除该接收器响应，提取该传递函数。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：通过操纵该信道响应的奇异值分解的对角矩阵，在频域中提取该传递函数。
在第二方面的一种实现方式中，该奇异值分解的对角矩阵的操纵包括将该矩阵除以其最大元素，或包括用与该矩阵相同大小的单位矩阵替换该矩阵。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：用该第一均衡器独立处理该接收信号的四个实支路中的每一个；或者用该第一均衡器联合处理该接收信号的四个实支路。
在第二方面的一种实现方式中，该方法包括：用该第一均衡器分别处理该接收信号的两个X实支路和该接收信号的两个Y实支路，其中X和Y为两个正交偏振态。
在第二方面的一种实现方式中，该第一均衡器包括接收器均衡器，并且该第二均衡器包括MIMO均衡器和BCD均衡器。
第二方面及其实现方式的方法实现了与第一方面及其相应实现方式的设备所描述的相同的优点和效果。
本发明的第三方面提供了一种计算机程序，包括当在计算机上运行时用于执行根据第二方面及其实现方式所述的方法的程序代码。
需要注意的是，本申请所描述的所有设备、元件、单元和方法均可在软件或硬件元件或它们的任意组合中实现。本申请中描述的各个实体所执行的所有步骤以及所描述的各个实体要执行的功能旨在表示各个实体适于或配置为执行各个步骤和功能。即使在以下具体实施例的描述中，由外部实体完全执行的特定功能或步骤未反映在执行该特定步骤或功能的该实体的特定详细元件的描述中，本领域技术人员应该清楚这些方法和功能可以在相应的软件或硬件元件或其任意类型的组合中实现。
附图说明
本发明上述各方面及实现方式将在下文具体实施例的描述中结合附图进行解释，其中：
图1示出了根据本发明实施例的设备。
图2示出了根据本发明实施例的设备的一个示例性实现方式。
图3示出了根据本发明实施例的设备所执行的整体信道响应的估计。
图4示出了根据本发明实施例的设备所使用的第一均衡器的第一设计(a)、第二设计(b)和第三设计(c)。
图5示出了根据本发明实施例的方法。
图6示出了由37.41GBaud的频率平坦偏斜和0.2滚降引起的OSNR损失。
图7示出了用于补偿相干光接收器的缺陷的第一示例架构。
图8示出了用于补偿相干光接收器的缺陷的第二示例架构。
具体实施方式
图1示出了根据本发明实施例的设备100。设备100被配置为补偿相干光接收器110处的缺陷。设备100可以被包括在接收器110中，例如作为Rx DSP，或者可以与接收器110相关联或连接到接收器110。可由设备100补偿的缺陷包括由接收器110引起的缺陷，并且包括由接收器110和发射器120之间的链路130引起的缺陷。
设备100可以包括用于执行、进行或发起下面描述的设备100的各种操作的处理电路(未示出)。处理电路可以包括硬件和软件。硬件可以包括模拟电路或数字电路，或模拟电路和数字电路两者。数字电路可以包括例如专用集成电路(application-specificintegrated circuits，ASIC)、现场可编程阵列(field-programmable arrays，FPGA)、数字信号处理器(digital signal processors，DSP)或多功能处理器之类的组件。在一个实施例中，处理电路包括一个或多个处理器和连接到一个或多个处理器的非暂时性存储器。非暂时性存储器可以携带可执行程序代码，其中当其被一个或多个处理器执行时，该可执行程序代码会使设备100执行、进行或发起本文所述的操作或方法。
具体地，设备100被配置为从接收器110获得接收信号101。例如，接收器110可以向设备100发送接收信号101，或者设备100可以被包括在接收器100中，例如作为Rx DSP，以便处理接收信号101。设备100还被配置为基于第一均衡器102的目标输出103适配第一均衡器102，其中第一目标输出103由设备100获得，如下所述。然后，设备100被配置为用(适配好的)第一均衡器102补偿接收信号101，以补偿由接收器110引起的缺陷。
设备还被配置为用第二均衡器104进一步补偿接收信号101，即被配置为用第二均衡器104补偿之前用第一均衡器102补偿的接收信号101，以补偿由发射器120和接收器110之间的链路130引起的缺陷。具体地，第一均衡器102对接收信号101应用校正，从而在其输出处生成修改的接收信号101，其随后由第二均衡器104进一步处理。
对于上述补偿过程，设备100还被配置为计算或估计第一均衡器102的目标输出103，其中基于该目标输出来适配第一均衡器。为此，设备100被配置为基于第二均衡器104的配置来计算或估计信道响应105，其中该配置可以包括一组抽头系数(用于第二均衡器104)。然后，设备100被配置为从信道响应105中计算或提取链路130的传递函数106，最后基于传递函数105以及进一步地基于从接收信号101获得的比特判决107计算或估计第一均衡器102的目标输出103。这些比特判决107可由设备100的阈值设备201获得或可由设备100的FEC解码器202获得。这些比特判决107是从第二均衡器104之后的接收信号101获得的，即从被第一均衡器102和第二均衡器104两者共同处理或修改的接收信号获得。具体地，设备100可以通过在链路130的模型上模拟(例如，使用模拟块200)比特判决107的传输来计算目标输出103，其中该模型是基于传递函数106确定的(有关详细信息，参见图2)。
图2示出了根据本发明实施例的设备100，其基于图1所示的实施例。图2的设备100包括另外的可选特征，其中图1和图2中的相同特征具有相同的附图标记，并且功能类似。具体地，图2通过示例性框图(分别是设备组件和发射器120和接收器110的“外部”组件的)图示了设备100。
具体地，发射器120的Tx DSP 203可以包括FEC编码器，其将输入的有效载荷比特编码为FEC码字。此外，Tx DSP 203可以包括映射块，其随后将编码比特映射到被投影到四个支路XI、XQ、YI、YQ上的星座符号。Tx DSP 203的脉冲整形块可以进一步对符号流进行上采样，并且可以实现频谱整形，例如根据具有期望滚降因子的根升余弦(Root RaisedCosine，RRC)分布。Tx DSP 203的DPD，例如根据任何传统方法实现的，可以进一步补偿发射器120的缺陷。
发射器120通常可以将四个电支路转换为光信号，而接收器110可以将光信号映射回四个电支路。为此，发射器120通常包括数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)、一个或多个驱动放大器、激光源和调制器，例如双极化IQ Mach-Zehnder调制器。典型的相干接收器110包括本地激光振荡器、一个或多个90°混合耦合器、一个或多个光电探测器以及模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)。发射器120和接收器110之间的链路130可以包括几段光纤、一个或多个光纤放大器、一个或多个光滤波器以及一个或多个复用器和/或解复用器。信道可以包括发射器120、链路130和接收器110。
设备100(这里在图2中示例性地实现为Rx DSP 100)包括第一均衡器102(这里示例性地实现为“RxEQ”)，其用于补偿接收器组件的缺陷。在图2所示的设备100的示例性实现方式中，后续模块可以包括：粗载波频偏(“Coarse carrier frequency offset，CoarseCFO”)补偿模块；第三均衡器(这里示例性地实现为“BCD EQ”，其可以是第二均衡器104的一部分)；定时恢复(“timing recovery，TR”)块；第二均衡器104(这里示例性地实现为包括“MIMO EQ”)，其也实现对符号率的下采样；载波相位估计器(“carrier phase estimator，CPE”)；解映射器(“de-mapper，De-map”)，其将噪声解调符号解映射为硬判决FEC前比特或软判决度量；最后是“FEC解码器”，其提供FEC后判决比特。均衡和定时恢复模块的顺序可以变化，并且在不影响设备100的本质的情况下，可以包括附加模块。
由于第一均衡器102的目的是补偿接收器的缺陷，其目标输出103应与接收器110的输入或等效地与链路130的输出一致。该目标输出103不是直接可观察的，可以在设备100中通过设备100的仿真或模拟块200(圈在图2的虚线框内)来计算或估计。
块200的输入优选地是FEC后判决比特(作为判决比特107)，或者替代地，FEC前判决比特(作为判决比特107)。在后一种情况下，等效的实现方式可以包括采用FEC前判决符号而不是FEC前判决比特，并且跳过块200中的FEC编码器和映射模块。可以观察到，块200的输入不需要完全没有错误，因为由设备100执行的自适应算法可以容忍小百分比的错误决定。
在块200内，判决比特107可以由“映射”模块处理，该模块可以模拟Tx DSP 203内的映射模块的功能。所得到的符号可以进入仿真的“MIMO信道”，该信道可以实现上采样、频谱整形、全阶PMD和可选的PDL。MIMO信道的参数可以由“提取MIMO信道块”配置，其功能是计算或估计信道响应105，并从信道响应中计算或提取链路130的传递函数106，这些将在下文详述。
块200的后续“时序抖动”模块可以重新引入时序抖动，其在设备100中被TR去除。类似地，“CD”块可以重新应用被BCD EQ去除的CD。最后，“信道载波相位”模块可以应用分别由设备100的“粗CFO”块和“CPE”块估计和校正的载波频偏和载波相位。
所得到的信号用作目标输出103，以用于适配第一均衡器102，这可以在专用适配模块内执行。第一均衡器102可以根据任何惯用标准来设置，例如根据实际输出和目标输出103之间的最小均方(Least Mean Square，LMS)标准。第一均衡器102的适配还可以通过正规方程或梯度下降法求解最小二乘问题来进行。为了跟踪时变效应，第一均衡器102还可以连续地被适配，或者仅在一个或多个专用时间窗口期间被适配，例如它可以以周期性的方式被适配。
为了分别补偿设备100和块200的时延，可以引入若干缓冲器。如图2所示，在进入适配第一均衡器102的模块之前，可以对第一均衡器102的输入进行缓冲。类似地，校正的载波相位和定时抖动可以在被重新应用到块200的相应模块中之前被缓冲。其他参数，如CD和CFO，通常不需要任何缓冲，因为它们本质上是准静态的，因此在处理时延期间不会显著变化。
如上文关于图1所解释的，由设备100执行的自适应算法的主要部分是链路传递函数106的估计，其分两步执行：
a)根据第二均衡器104的配置(例如抽头系数)估计整体信道响应105。整体信道响应105可以包括链路响应以及例如部分地接收器响应。
b)从整体信道响应105中提取链路130(例如，仅链路130)的传递函数106。
两个步骤a)和b)可以分别在图2所示的块200中提供的“提取MIMO信道块”模块内实现。
步骤a)包括整体信道响应105的估计或计算。因此，CD、载波频率和相位以及定时抖动可以从设备100中的相应补偿块获得。然而，包括PMD、PDL和滤波效应在内的MIMO信道可能无法直接可用。
在某些情况下，特殊训练序列，例如恒定幅度零自相关(constant-amplitudezero-autocorrelation，CAZAC)序列，可以插入到传输流中以估计MIMO信道。然而，该解决方案可能导致补偿训练开销所需的符号率的增加，目前没有在任何主要光标准中采用，因此可能但不是优选的。
相反，优选地，基于从第二均衡器104的配置(例如从抽头系数)中提取的信道响应105，确定或计算MIMO信道。该步骤并非微不足道，因为下采样滤波器的响应，如MIMO EQ(作为第二均衡器104的实现)，在频率上是混叠的，并且不能明确地反转。如下所述，为了反转例如MIMO EQ，可以有利地利用关于全响应均衡器的特性的附加知识。如果在PDL和带宽限制之前注入噪声，则结果非常准确。在所有实际情况下，它至少是一个很好的近似值，因为DPD补偿了发射器组件的带宽限制，并且因为光噪声显然是在接收器110的带宽限制之前添加的。在此假设在用于计算或适配第一均衡器102的任何进一步步骤之前，将近似DPD应用于发射器信号。
详细地，可以有利地利用全响应均衡器试图去除ISI的事实。特别是，迫零(zero-forcing，ZF)MIMO EQ以噪声增强为代价完全去除ISI，而最小均方误差(minimum meansquared error，MMSE)MIMO EQ如果满足上一段中提到的条件，则完全去除ISI。
这里，假设具有频率响应H的MIMO信道(包括频谱整形、链路130和至少部分地接收器110)和具有频率响应W的MIMO均衡器的级联满足无ISI传输的奈奎斯特条件。在数学中，使用复数，这被表述为
W·H≈hn·I，
其中hn是标量奈奎斯特频谱，例如升余弦(Raised Cosine，RC)频谱，并且I是单位矩阵。因此，MIMO信道的频率响应可以估计为
H≈hn·W-1。
图3形象化了步骤a)的实现。MIMO信道(包括脉冲整形，例如实现RRC分布、PMD、PDL和带宽限制)和MIMO均衡器的级联近似等效于奈奎斯特响应，例如RC响应。如上所述，如果噪声贡献nx1和ny1相对于nx2和ny2占主导地位，则近似值非常接近。
步骤b)包括从整体信道响应105中提取链路130的传递函数106，其中在步骤a)中，计算或估计整体信道响应105。值得注意的是，图2中的块200旨在在接收器110之前计算链路130的输出。因此，接收器响应应该从整体信道响应H中去除，以便在块200中获得所需的MIMO信道配置。
为了执行此任务，首先可以将奇异值分解(singular value decomposition，SVD)应用于矩阵信道响应H并获得
其中U(f)和V(f)是单式矩阵，奇异值σ1(f)和σ2(f)是实数和非负数，并且σ1(f)≥σ2(f)。
此后，可以识别和分离链路130(PMD和PDL)和接收器110(带宽限制)的贡献，并且可以仅提取对应于链路130的部分。归因于全阶PMD和PDL的贡献可以在频域中获得为
其中奇异值的归一化为σ1(f)保留PDL信息，但去除了带宽限制。或者，去除PDL的影响，仅获得全阶PMD的贡献为
HPMD(f)＝U(f)·VH(f)。
如果图2所示的MIMO信道模块被配置为实现HPMD,PDL，第一均衡器102可以适配为单纯补偿接收器效应。或者，如果MIMO信道实现HPMD，第一均衡器102也可以尝试校正PDL。在实践中，这两种解决方案都是可以接受的，并产生等效的良好性能。
如已经提到的，所提出的由设备100执行的自适应算法相对于第一均衡器102的结构是不可知的。然而，以下针对图4中的(a)、(b)和(c)描述第一均衡器102的一些设计选项。
图4图示了第一设计选项(a)。由于转发器缺陷主要出现在电域中，其中四个支路被独立处理，第一均衡器102可以对四个实支路而不是复基带信号进行操作。要求联合IQ处理的正交误差补偿可以在四个单独的实线性或非线性均衡器(LE或NLE)之后委托给单抽头I/Q相位补偿器。
此外，图4图示了第二设计选项(b)，其使用在X和Y支路上分开操作的两个2×2LE或NLE。在此选项中，主均衡器补偿正交误差和IQ串扰以及剩余的单支路效应。
最后，图4图示了第三设计选项(c)，其将第一均衡器102实现为4×4LE或NLE，并且能够补偿四个支路XI、XQ、YI、YQ之间的单支路效应、正交误差以及任何类型的串扰，这些可能例如由于接收器110中各个通道之间的电磁干扰而出现。
图5示出了根据本发明实施例的方法500。方法500适用于补偿相干光接收器110处的缺陷。具体地，方法100可以在接收器110中执行，例如，由Rx DSP执行。方法500可以由图1和图2中所示的设备100来执行，其可以是或被包括在Rx DSP中。
方法500包括：步骤501，从接收器110获得接收信号101；步骤502，基于第一均衡器102的目标输出103，适配第一均衡器102；步骤503，用第一均衡器102补偿接收信号101，以补偿由接收器110引起的缺陷；以及步骤504，用第二均衡器104进一步补偿接收信号101，以补偿由发射器120和接收器110之间的链路130引起的缺陷。
方法500还包括：步骤505，基于第二均衡器104的配置，估计信道响应105；步骤506，从信道响应105中提取链路130的传递函数106；以及步骤507，基于传递函数106和基于从接收信号101获得的比特判决107，计算第一均衡器102的目标输出103。
已经结合各种实施例作为示例以及实现方式描述了本发明。然而，本领域及实施所要求保护的发明的技术人员可以通过研究附图、本公开及独立权利要求来理解和实现其它变型。在权利要求书以及说明书中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个元件或其他单元可以实现权利要求中记载的若干实体或项目的功能。相互不同的从属权利要求中所记载的某些措施这一事实并不表示这些措施的组合不能用于有利的实现中。
Claims (14)
1.一种用于补偿相干光接收器(110)处的缺陷的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
从所述接收器(110)获得接收信号(101)；
基于第一均衡器(102)的目标输出(103)，适配所述第一均衡器(102)；
用所述第一均衡器(102)补偿所述接收信号(101)，以补偿由所述接收器(110)引起的缺陷；以及
用第二均衡器(104)进一步补偿所述接收信号(101)，以补偿由发射器(120)和所述接收器(110)之间的链路(130)引起的缺陷；
其中，所述设备(100)还被配置为：
基于所述第二均衡器(104)的配置，估计信道响应(105)；
从所述信道响应(105)中提取所述链路(130)的传递函数(106)；以及
基于所述传递函数(105)和基于从所述接收信号(101)获得的比特判决(107)，计算所述第一均衡器(102)的目标输出(103)。
2.根据权利要求1所述的设备(100)，其中：
所述第二均衡器(104)的配置包括一组抽头系数。
3.根据权利要求1或2所述的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
通过在基于所述传递函数(106)确定的链路(130)的模型上模拟(200)所述比特判决(107)的传输，计算所述第一均衡器(102)的目标输出(103)。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
基于由阈值设备(201)或前向纠错FEC解码器(202)获得的比特判决(107)，计算所述第一均衡器(103)的目标输出(103)。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
在频域中估计信道响应(105)，作为所述第二均衡器(104)的逆矩阵响应与满足无符号间干扰ISI传输的奈奎斯特准则的频率响应的乘积。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的设备(100)，其中：
所述传递函数(106)的提取包括保留偏振相关损耗PDL的影响，同时去除带宽限制的影响，或者包括去除所述PDL的影响。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
通过估计所述信道响应(105)中的接收器响应并从所述信道响应(105)中去除所述接收器响应，提取所述传递函数(106)。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的设备(100)，所述设备(100)被配置为：
通过操纵所述信道响应(105)的奇异值分解的对角矩阵，在频域中提取所述传递函数(106)。
9.根据权利要求8所述的设备(100)，其中：
所述奇异值分解的对角矩阵的操纵包括将所述矩阵除以其最大元素，或包括用与所述矩阵相同大小的单位矩阵替换所述矩阵。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的设备(100)，其中：
所述第一均衡器(102)被配置为独立处理所述接收信号(101)的四个实支路中的每一个；或者
所述第一均衡器(102)被配置为联合处理所述接收信号(101)的四个实支路。
11.根据权利要求1至9中任一项所述的设备(100)，其中：
所述第一均衡器(102)被配置为分别处理所述接收信号(101)的两个X实支路和所述接收信号的两个Y实支路，其中X和Y为两个正交偏振态。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的设备(100)，其中：
所述第一均衡器(102)包括接收器均衡器，并且
所述第二均衡器(104)包括多输入多输出MIMO均衡器和体色散BCD均衡器。
13.一种用于补偿相干光接收器(110)处的缺陷的方法(500)，所述方法(500)包括：
从所述接收器(110)获得(501)接收信号(101)；
基于第一均衡器(102)的目标输出(103)，适配(502)所述第一均衡器(102)；
用所述第一均衡器(102)补偿(503)所述接收信号(101)，以补偿由所述接收器(110)引起的缺陷；以及
用第二均衡器(104)进一步补偿(504)所述接收信号(101)，以补偿由发射器(120)和所述接收器(110)之间的链路(130)引起的缺陷；
其中，所述方法(500)还包括：
基于所述第二均衡器(104)的配置，估计(505)信道响应(105)；
从所述信道响应(105)中提取(506)所述链路(130)的传递函数(106)；以及
基于所述传递函数(105)和基于从所述接收信号(101)获得的比特判决(107)，计算(507)所述第一均衡器(102)的目标输出(103)。
14.一种计算机程序，包括当在计算机上运行时用于执行根据权利要求13所述的方法(500)的程序代码。
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