CN114597617A - 一种平衡式无反射带通滤波器 - Google Patents
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Abstract
平衡式无反射带通滤波器，包括差分带通滤波器和吸收网络，差分带通滤波器为对称的三线耦合结构，包括两对差分输入输出端口、两对四分之一波长输入输出耦合馈线、位于两者之间的半波长中心传输线、和一条连接于四分之一波长输出耦合馈线末端的半波长传输线；吸收网络包括一对加载于输入端的第一吸收电阻、加载于第一吸收电阻末端的一对四分之一波长短路枝节、一对加载于四分之一波长输入耦合馈线末端的第二吸收电阻，以及两端分别连接于第二吸收电阻末端的半波长传输线，四分之一波长输入耦合馈线同时作为吸收网络中的四分之一波长传输线。得益于三线耦合结构的选用和融合工作机制的提出，本发明有效地解决了电路尺寸问题，实现了小型化的设计。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种平衡式无反射带通滤波器。
背景技术
传统的射频滤波器作为微波系统中的关键选频元件，在理想状态下能够实现无失真的传输特定频谱内的信号，并完全抑制频带外的干扰信号，但传统滤波器带外的能量呈反射状态，反射能量反射回源端会造成不可避免的干扰，存在一定的局限性。通常采用附加隔离器和衰减器的方法来缓解滤波器带外的反射能量干扰的问题。但是它们都会不可避免地增加系统的体积，带来额外损耗，不易集成。因此从射频系统高稳定性以及高集成度的要求出发，无反射滤波器的提出具有十分重大的意义，其通过有损元件电阻在其内部耗散带外的反射能量，可保证系统的高稳定性。从而能够使射频系统在许多应用中的性能得到显著的改善。
随着无线通信的发展，由于对环境噪声、电磁干扰和串扰的抗扰度的迫切要求，平衡式/差分的设备引起了极大的关注。在此基础上，随着芯片技术的发展，人们提出了很多平衡式电路，如耦合器、功分器、双工器、和天线等。因此作为射频/微波电路和系统中重要的频率选择元件，带通滤波器的平衡也非常重要。其中理想的共模抑制、陡峭的差模滚降和紧凑的尺寸等竞争指标受到了广泛的关注。然而，由于不希望的带外差模信号和共模噪声返回源，不可避免地会降低射频系统的稳定性。近年来，这一问题受到了越来越多的关注。
与此同时，耦合结构由于具有紧凑的尺寸和良好的滤波性能，被广泛应用于射频滤波器件的设计中。并且与一般的平衡式滤波电路相比，基于三线耦合结构的平衡式带通滤波器设计通常具有较宽的上阻带抑制、更紧凑的电路尺寸和更简单的结构。因此，三线耦合结构在小型化通信系统中具有潜在的应用前景。
作为实现单端无反射行为的常用方法，基于互补双工器的拓扑结构常用于平衡式差模无反射滤波器设计中，其带外能量被端接负载的吸收电阻吸收。对于共模吸收，通常使用对称负载的电阻吸收。尽管已经对差模信号或共模噪声的吸收做出了一些努力，但很少同时考虑对不需要的差模和共模信号吸收。上述所提到的无反射设计通常采用如图1所示的互补双工的工作机制，由互补的带通部分与吸收网络部分构成。未被传输的带外反射能量被输入端口负载的吸收网络耗散，但是当吸收网络与带通部分不能完全互补匹配时，其带外不匹配的频带会导致无反射带宽受限。同时通常采用多个吸收网络并联多个带通谐振单元来获得多阶的设计提高通带选择性，从而导致设计尺寸过大。除此以外，在以往的设计中没有详细讨论过带通部分、吸收网络部分和差模带通滤波器这三者之间的带宽关系。其带宽关系对无反射性能和差模响应的通带平坦度的重要影响也从未提及。
发明内容
本发明的目的在于，解决上述现有技术中的不足，提出一种平衡式无反射带通滤波器，得益于三线耦合结构的选用和融合工作机制的提出，有效地解决了电路尺寸问题，实现了小型化的设计。
为了实现本发明目的，本发明提供一种平衡式无反射带通滤波器，该平衡式滤波器由上层金属带条，下层金属地和中间一层介质基板组成。其中上层为左右对称布局的金属带条，共模激励时对称面可是作为磁壁相当于开路，差模激励时对称面可是作为电壁相当于短路。
其中差模等效电路可由带通部分和吸收带阻部分构成。带通部分由输出端口负载枝节(Zd)的三线耦合结构构成，其中耦合三线为对称结构两边金属微带的线宽为wc，中间的线宽为w0，相邻两线之间的距离为s。吸收带阻部分由两个有损枝节(Ra,Za,Rb,Zb)和一个四分之一波长传输线(Zc)构成。其中带通部分和吸收带阻部分共用一个四分之一波长传输线(Zc)，共用传输线既可为吸收带阻部分提供带阻响应，又可视作为带通部分的输入耦合馈线。
对于吸收带阻部分，给出了输入阻抗(Zin1)和反射系数(|S11|)的计算公式，通过分析变化的各个枝节特性阻抗和吸收电阻阻值对反射带宽的影响。有损枝节阻抗Za,Zb和共用传输线阻抗Zc会影响反射带宽(即为Zin1趋近于0的带宽)即吸收带阻部分的带宽(即为|S11|>-10dB的带宽),其中共用枝节阻抗Zc对吸收带阻部分带宽影响最为明显，Zc越大，吸收带阻部分带宽越窄。随着Zc不断增大，其吸收带阻部分带宽变窄的趋势减弱，而在中心频率(f0)附近的匹配性能明显恶化，即为无反射性能的恶化。除此以外在f0和偶次谐波(0和2f0)处的匹配性能高度依赖于吸收电阻阻值Rb，随着Rb的增加，在f0，0和2f0处的匹配性能都得到了提升。
对于三线耦合结构的带通部分，给出了六端口电路阻抗矩阵的经验公式，考虑到三线耦合结构非相邻两线之间的交叉耦合，为了精确的拟合频率响应引入了变量kcc，表征为非相邻两线耦合系数与相邻两线间耦合系数之比。通过代入端口条件和公式转换计算可得传输系数(S21)和反射系数(S11)的表达式，从而可得紧凑的三线耦合结构的带通滤波器能够产生三个传输极点和两个带外传输零点，并且可以通过改变共用传输线线宽wc或耦合线间距离s改变传输极点位置从而改变带宽。在输出端口的耦合馈线末端加载的四分之一波长短路枝节可以获得更陡峭的边带滚降度，同时改变其阻抗值Zd也可以灵活的调整带通部分的带宽(即为|S21|>-3dB的带宽)。总结来说：a、共用枝节阻抗Zc是吸收带阻部分和带通部分带宽的关键影响参数，当Zc增大时，吸收带阻部分带宽减小，带通部分带宽增大。b、通过分析为保证两部分的互补融合，Zc的值固定为120Ω。c、吸收带阻部分带宽可由Za和Zb灵活调整，带通部分带宽可由s和Zd灵活调整。
通过上述分析可容易地实现带通部分和吸收带阻部分的融合，从而构成差模半切等效电路。基于六端口的阻抗矩阵和端口条件，通过ABCD矩阵同样可得差模频率响应。为便于分析定义了吸收带阻部分带宽与带通部分带宽之比为α、3dB与1dB差模响应带宽之比为PL表征通带平坦度、以及整个频带内最大反射系数为Rmax表征无反射性能。通过频率响应和不同α下Rmax和PL的变化曲线分析可得：a、差模响应带宽(即为|Sdd21|>-3dB的带宽)由带通部分带宽和吸收带阻部分带宽灵活控制。无论α的值是多少，差模响应带宽都比带通部分带宽和吸收带阻部分带宽窄。b、α＝1时，无反射性能最优，此外α越大，通带越平坦。为获得良好无反射性能的同时减小通带边缘的损耗，通过分析可得α的最优取值区间为：1.2～1.9。c、调整Rb能进一步改善无反射性能，通过分析得到其优化区间为：50～150Ω。
在此基础上对于共模等效电路，为获得更宽的共模吸收带宽，考虑到在0和2f0处的共模吸收水平，可得Ra等于端口阻抗值50Ω。调整Rb可进一步平衡共模吸收水平和共模抑制水平。同时结合Rb对差模响应的影响，对Rb的值取交集，最终得到其优化范围为：100～150Ω。
结合所有的分析，可以得到整体的设计流程。
本发明具有以下创新点：
1、采用协同设计的思想，带通部分和吸收带阻部分共用一个传输线解决了以往设计中普遍存在的尺寸问题，实现了小型化的输入无反射平衡式带通滤波器设计。
2、首次详细分析了带通部分响应带宽、吸收带阻部分响应带宽和差模等效电路响应带宽三者之间的关系。
3、首次分析了吸收带阻部分带宽与带通部分带宽之比对差模响应的无反射性能和通带平坦度的重要影响。
4、结合分析所得结论给出了具体的设计流程，电路性能易于优化。
本发明有益效果如下：
对于差模响应，三线耦合带通部分输出端口的耦合馈线末端负载的四分之一波长短路枝节带来了更陡峭的通带滚降，并能够灵活的调整带通部分的带宽。采用协同设计的思想，带通部分和吸收带阻部分共用一个传输线解决了以往设计中普遍存在的尺寸问题，实现了小型化的输入无反射平衡式带通滤波器设计。提出的基于带宽出发的设计流程能够便于设计参数优化，从而使得最终设计的平衡式无反射带通滤波器具有紧凑的电路尺寸、低的带内插入损耗、宽带的共模和差模10dB吸收相对带宽以及较为平坦的通带。
附图说明
下面结合附图对本发明作进一步的说明；
图1是本发明平衡式无反射带通滤波器工作机制原理图。
图2是本发明平衡式无反射带通滤波器结构示意图。
图3-1本发明平衡式无反射带通滤波器的差模等效电路结构示意图。
图3-2本发明平衡式无反射带通滤波器共模等效电路结构示意图。
图4是本发明平衡式无反射带通滤波器吸收带阻部分结构示意图。
图5-1是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同Za的情况下其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Zin1实部和虚部的变化曲线图。
图5-2是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同Zb的情况下其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Zin1实部和虚部的变化曲线图。
图5-3是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同Zc的情况下其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Zin1实部和虚部的变化曲线图。
图5-4是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同Rb的情况下其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Zin1实部和虚部的变化曲线图，注：图中Re(Zin1)为吸收带阻部分输入阻抗的实部，Im(Zin1)为吸收带阻部分输入阻抗的虚部。
图6是本发明平衡式无反射带通滤波器不添加枝节(Zd,θd)原始的三线耦合结构带通部分结构示意图。
图7是本发明平衡式无反射带通滤波器不添加枝节(Zd,θd)原始的三线耦合结构带通部分频率响应曲线，注：图中fTP1、fTP2、fTP3为传输极点，fTZ1、fTZ2为传输零点。
图8-1是本发明平衡式无反射带通滤波器不添加枝节(Zd,θd)原始的三线耦合结构带通部分的传输极点在不同的s和wc的情况下的变化曲线。
图8-2是本发明平衡式无反射带通滤波器不添加枝节(Zd,θd)原始的三线耦合结构带通部分的3-dB带宽在不同的s和wc的情况下的变化曲线，注：图中3-dB FBWBPF为图6所示带通部分3-dB相对带宽。
图9是本发明平衡式无反射带通滤波器带通部分结构示意图。
图10是本发明平衡式无反射带通滤波器带通部分结构在不同Zd的情况下其传输系数的变化曲线，注：图中|S21|为传输系数的幅值，stub为图9所示带通部分短路枝节(Zd,θd)。
图11是本发明平衡式无反射带通滤波器在带通部分带宽和吸收带阻部分带宽相等的情况下，差模响应带宽及其带通部分带宽和吸收带阻部分带宽的对比曲线，注：图中BWBPF为带通部分带宽(|S21|>-3dB对应的带宽)，BWABSS为吸收带阻部分带宽(|S11|<-10dB对应的带宽),BWDM为输入无反射差分带通滤波器的差模响应带宽(|Sdd21|>-3dB对应的带宽)。
图12是本发明平衡式无反射带通滤波器在带通部分带宽和吸收带阻部分带宽相等的情况下，不同差模响应带宽的频率响应曲线，参数如表1所示，注：图中|Sdd21|和|Sdd11|分别为图3-1所示的输入无反射差分带通滤波器的差模等效电路频率响应的传输系数和反射系数幅值。
图13是本发明平衡式无反射带通滤波器在带通部分带宽和吸收带阻部分带宽不等的情况下，差模响应的频率响应曲线，参数如表2所示。
图14是本发明平衡式无反射带通滤波器在带通部分带宽和吸收带阻部分带宽不等的情况下，差模响应的传输系数幅度响应曲线，参数如表2所示。
图15是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同α的情况下，Rmax和PL的变化曲线和α的最优取值区间。
图16是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同的Rb的情况下，差模响应的频率响应曲线。
图17是本发明平衡式无反射带通滤波器在不同的Rb的情况下，共模响应的频率响应曲线。
图18是本发明平衡式无反射带通滤波器的俯视透视图。
图19-1是本发明平衡式无反射带通滤波器的差模频率响应曲线。
图19-2是本发明平衡式无反射带通滤波器的共模频率响应曲线。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。
参见图18是本发明实施的平衡式无反射带通滤波器的俯视透视图。本发明实施的滤波器由上层金属带条、中间介质基板和下层金属地构成，包括差分带通滤波器和吸收网络，吸收网络和带通滤波器设置于上层金属带条。
其中，差分带通滤波器为对称的三线耦合结构，包括关于对称面对称的一对差分输入端口S1、S1’，一对差分输出端口S2、S2’，分别与差分输入端口S1、S1’连接的四分之一波长输入耦合馈线3、3’，分别与差分输出端口S2、S2’连接的四分之一波长输出耦合馈线4、4’，设置于四分之一波长输入耦合馈线3、3’与四分之一波长输出耦合馈线4、4’之间的半波长中心传输线5，和一对四分之一波长输出耦合馈线4、4’末端连接的半波长传输线8。输入端口S1、S1’通过输入端传输线1、1’连接四分之一波长输入耦合馈线3、3’，输出端口S2、S2’通过输出端传输线2、2’连接四分之一波长输出耦合馈线4、4’。本实施例中，输入传输线1、1’和输出传输线2、2’均为50Ω传输线。
吸收网络包括：一对加载于差分输入端口S1、S1’的第一吸收电阻9、9’，分别经输入端第一吸收电阻9、9’加载于差分输入端口S1、S1’的一对四分之一波长短路枝节6、6’，一对加载于四分之一波长输入耦合馈线3、3’末端的第二吸收电阻10、10’，以及两端分别经第二吸收电阻10、10’加载于四分之一波长输入耦合馈线3、3’末端的半波长传输线7；四分之一波长输入耦合馈线3、3’同时作为吸收网络中的四分之一波长传输线。四分之一波长短路枝节6、6’通过金属化通孔11、11’短路接地。
当差模信号激励时，滤波器中间的对称面等效为电壁，滤波器的对称面处视作为虚拟的短路接地；当共模信号激励时，滤波器中间的对称面等效为磁壁，滤波器的对称面处视作为虚拟的开路。
本发明实施例对滤波器各部分的尺寸进行优化，具体的滤波器的参数见下表：
表中，l和w分别为输入输出端口50Ω微带线的长度和宽度，l0和w0分别为二分之一波长传输线的长度和宽度，la和wa分别为四分之一波长短路枝节的长度和宽度，lb和wb分别为输入耦合馈线负载的二分之一波长传输线的一半长度和宽度，wc为输入耦合馈线和输出耦合馈线的宽度，ld和wd为输出耦合馈线负载的二分之一波长传输线的一半长度和宽度，s为相邻两耦合线间的间距。设计中采用的基板是Rogers RO4003C，其介电常数为εr＝3.55，厚度h＝0.813mm损耗角正切为tanδ＝2.7×10-3，上下两层金属带条厚度为t＝0.035mm。
下面结合附图详细说明本发明的设计、分析过程以及效果
图1展示了本发明平衡式无反射带通滤波器工作机制原理图，采用了融合的设计为实现大尺寸的困扰。图2为本设计的结构示意图，其关于平面A、A’对称。图3-1为差模半等效电路，此时对称面A、A’相当于短路，图3-2为共模半等效电路，对称面A、A’相当于开路。
差模等效电路可分为两部分进行分析，一个为吸收带阻部分，另一个为三线耦合结构的带通滤波器部分。其中吸收带阻部分如图4所示，其输入阻抗Zin1和反射系数|S11|可以表示为：
图5-1、5-2、5-3、5-4为吸收带阻部分输入阻抗在不同参数的情况下的变化曲线。当Zin1＝0时可得|S11|＝0dB，意味着Zin1趋近于0的带宽增大即反射带宽增大则吸收带阻部分的带宽也增大，吸收带阻部分带宽定义为BWABSS即|S11|>-10dB的带宽。由图5-1、5-2、5-3可得，Za、Zb、Zc影响反射带宽，并且可以看出Zc为决定反射带宽的重要影响因素，Zc越高，反射带宽越窄。并且随着Zc的升高，反射带宽的变化程度变小，但是Zin1距离50Ω的偏差值增加，即匹配性能变差。除此以外匹配性能也受Za和Rb的影响，Za越小在f0附近的不匹配度越小。除此以外，在f0附近和偶次谐波处的匹配性能高度依赖于Rb的取值，当Rb增大时在f0附近和偶次谐波处的匹配性能同时增强。差模等效电路另一个部分为三线耦合带通结构，其如图9所示。其中图6为不添加枝节(Zd,θd)，原始的基于三线耦合结构的带通滤波器部分结构示意图。它可以视作为一个六端口网络，端口1和端口2分别为输入端和输出端，其阻抗矩阵可表示为：
其中Zoe、Zoo为模式阻抗，kcc用来表示非相邻两线与相邻两线间耦合系数之比。其耦合系数可通过寄生耦合水平C(dB)计算得来，具体如下公式可得：
kcc＝k13/k12 (5)
并且将其端口条件：I2＝I4＝I6＝V5＝0，Vin＝V3，Vout＝V1，Iin＝I3，Iout＝I1代入六端口阻抗矩阵通过公式计算就可以得到二端口的S参数，具体如下：
由此可以图7所示的频率响应曲线，不难看出基于紧凑的三线耦合结构的带通滤波器设计其响应具有三个带内极点，能够拓展带宽提高通带平坦度，从而减少了带通部分多余谐振器的使用。并且其传输极点位置和带宽可由wc和s决定。除此以外，由于交叉耦合的存在，导致了两个近通带的传输零点的产生。为提高通带的滚降度，本发明最终采用了如图9所示的带通滤波器结构，图10为其传输系数曲线图，可得四分之一波长短路枝节(Zd,θd)的加入可以提高通带滚降度，并且Zd也可以灵活调整带通部分的带宽，其定义为BWBPF，即为|S21|>-3dB的带宽。由上述两部分分析总结可得：共用枝节是影响BWABSS和BWBPF的关键影响因素，当共用枝节阻抗Zc增大时，BWABSS减小，BWBPF变宽。将Zc固定为120Ω，通过改变吸收带阻部分的Za、Zb和带通部分的s、Zd可以灵活调整两部分带宽从而保证两部分互补融合。图3-1即为这两部分融合后的差模半等效电路，上部分为带通部分，下半部分为吸收带阻部分，两部分共用一段传输线，共用传输线既为吸收带阻部分提供阻带响应，又可视作为带通部分的输入耦合馈线。将其端口条件代入六端口阻抗矩阵即可通过ABCD矩阵求得最终的S参数。图11为当BWABSS＝BWBPF时，两部分带宽与合成后的差模等效电路带宽的比较，差模等效电路带宽定义为BWDM，即|Sdd21|>-3dB的带宽。不难看出BWDM小于BWABSS和BWBPF。图12为是本发明在BWABSS＝BWBPF的情况下，不同BWDM的频率响应曲线，其具体参数如表1所示。
表1
图13和图14分别为本发明在BWABSS≠BWBPF的情况下，差模频率响应曲线，其具体参数如表2所示。
表2
定义了带宽之比α＝BWABSS/BWBPF便于分析三者之间的带宽关系。定义了通带损耗PL＝3-dB BWDM/1-dB BWDM用于表征通带平坦度，PL越小通带越平坦。定义了整个频带内的最大反射系数Rmax用于表征无反射性能，Rmax越小无反射性能越好。并且由此可提取参数得图15为在不同α的情况下，Rmax和PL的变化曲线和α的最优取值区间。通过以上分析，可总结为以下几点：
1)BWDM可被BWBPF和BWABSS灵活控制，无论α取何值，BWDM总是小于BWBPF和BWABSS；
2)当α＝1时，Rmax为最优值，即无反射性能最优；PL随着α的增大而减小，即α越大通带越平坦；
3)为获得良好无反射性能(Rmax<-10dB)的同时减小通带边缘的损耗(PL<1.5)，可得α的最优取值区间为：1.2-1.9。
为进一步提高差模无反射性能，可通过调整吸收电阻阻值Rb来实现。图16为本发明在不同的Rb的情况下，差模频率响应曲线。通过平衡差模无反射性能和通带平坦度，确定了Rb的优化范围为50～150Ω。
图3-2为本发明共模等效电路示意图，此时对称面AA’相当于开路。在基于差模等效电路分析的基础上，为获得更宽的共模吸收带宽，在0和2f0处的吸收水平十分重要。当f＝0和2f0时，共模等效电路可以理想等效为输入端口负载的吸收电阻Ra短路接地，当Ra等于端口阻抗50Ω时能够产生理想的吸收效果，由此将Ra的值固定为50Ω。图17为在不同的Rb的情况下，共模响应的频率响应曲线。由参数扫描图可得调整Rb可以进一步改善吸收水平和中心频率处的共模抑制。同时结合先前Rb对差模无反射性能和通带平坦度的影响，Rb的取值取交集，最终可得优化范围为100～150Ω。
基于上述分析，主要的设计流程可概括为：
1)首先设定所需中心频率f0和差模响应带宽BWDM，利用分析所得结论：BWDM<BWBPF，以及所举案例分析，合适的BWBPF可被确定，BWBPF可以通过改变s和Zd灵活调整；
2)考虑到差模无反射性能和通带平坦度之间的平衡，可以通过图15中Rmax和PL随α的变化曲线选取合适的α值；
3)一旦α确定了，即可根据公式α＝BWABSS/BWBPF得到所需BWABSS值，BWABSS可以通过改变Za和Zb灵活调整；
4)调整Rb的值以获得差模无反射性能和通带平坦度之间的平衡以及共模吸收水平和抑制水平的平衡，最终优化区间取交集为100～150Ω；
5)优化的参数可根据上述设计流程可得，由此可在HFSS上构建优化的模型，并利用HFSS进一步优化得到最终参数。
基于以上设计流程，我们设计了一款结构如图18所示的基于三线耦合结构的输入无反射差分带通滤波器。图19-1和图19-2分别为本实例基于三线耦合结构的输入无反射差分带通滤波器的差模和共模仿真结果和测试结果对比图，展现了良好的一致性。最终测试测得其中心频率为2.45GHz，差模响应带宽为31.4％，差模相对吸收带宽为285.7％，最低带内插损为0.43dB，四个带外零点提高了滚降速率，共模相对吸收带宽为285.7％，最终的电路尺寸为0.52λ×0.36λ(λ为波导波长)。总的来说实现了小尺寸、低损耗以及宽带的差模和共模无反射性能。
除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。
Claims (6)
1.一种平衡式无反射带通滤波器，包括差分带通滤波器和吸收网络，其特征在于：所述差分带通滤波器为对称的三线耦合结构，包括关于对称面对称的一对差分输入端口（S1、S1’）、一对差分输出端口（S2、S2’），分别与差分输入端口（S1、S1’）连接的四分之一波长输入耦合馈线（3、3’）、分别与差分输出端口（S2、S2’）连接的四分之一波长输出耦合馈线（4、4’）、设置于四分之一波长输入耦合馈线（3、3’）与四分之一波长输出耦合馈线（4、4’）之间的半波长中心传输线（5）、和一对四分之一波长输出耦合馈线（4、4’）末端连接的半波长传输线（8）；
吸收网络包括：一对加载于差分输入端口（S1、S1’）的第一吸收电阻（9、9’）、分别经输入端第一吸收电阻（9、9’）加载于差分输入端口（S1、S1’）的一对四分之一波长短路枝节（6、6’）、一对加载于四分之一波长输入耦合馈线（3、3’）末端的第二吸收电阻（10、10’），以及两端分别经第二吸收电阻（10、10’）加载于四分之一波长输入耦合馈线（3、3’）末端的半波长传输线（7）；所述四分之一波长输入耦合馈线（3、3’）同时作为吸收网络中的四分之一波长传输线。
2.根据权利要求1所述的平衡式无反射带通滤波器，其特征在于：当差模信号激励时，滤波器中间的对称面等效为电壁，滤波器的对称面处视作为虚拟的短路接地；当共模信号激励时，滤波器中间的对称面等效为磁壁，滤波器的对称面处视作为虚拟的开路。
3. 根据权利要求1所述的平衡式无反射带通滤波器，其特征在于：所述输入端口（S1、S1’）通过输入端传输线（1、1’）连接四分之一波长输入耦合馈线（3、3’），输出端口（S2 、S2’）通过输出端传输线（2、2’）连接四分之一波长输出耦合馈线（4、4’）。
4.根据权利要求1所述的平衡式无反射带通滤波器，其特征在于：所述四分之一波长短路枝节（6、6’）通过金属化通孔（11、11’）短路接地。
5.根据权利要求1所述的平衡式无反射带通滤波器，其特征在于：所述输入传输线（1、1’）和输出传输线（2、2’）均为50Ω传输线。
6.根据权利要求1所述的平衡式无反射带通滤波器，其特征在于：由上层金属带条、中间介质基板和下层金属地构成，所述吸收网络和带通滤波器设置于上层金属带条。
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