CN114567022A - 一种非理想电网条件下pwm整流器优化预测功率控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，将扩展无功功率新定义应用于MPPC，无需复杂的正负序分解和功率补偿算法就可同时实现恒定有功功率和网侧正弦电流。此外，为改善C‑MPPC存在的控制问题，提出了一种优化模型预测功率控制策略(Optimized MPPC，O‑MPPC)。首先对控制集优化，减小系统计算量；通过多矢量合成的方法取代单一矢量作用，将所选矢量开关序列重组优化，解决了C‑MPPC开关频率不固定的问题。当电网电压处于不平衡状态时，该方法对网侧电流谐波频谱分布和系统功率纹波具有明显改善作用。

Description

一种非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法
技术领域
本发明涉及电网控制技术领域，特别的涉及一种非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法。
背景技术
PWM整流器是一种高性能的功率转换器，广泛应用于有源电力滤波、混合微电网、光伏发电等电力变换器系统。其具有电能质量可控、功率可双向流动和网侧电流正弦化等优点。与目前广泛应用的电压定向控制(Voltage-oriented Control,VOC)相比，直接功率控制(Direct Power Control,DPC)直接对有功和无功功率进行调节，无需内部电流回路，因而控制结构简单且动态响应快，是一种直接有效的控制方案，然而其性能往往依赖于系统采样频率和预定义的开关表。
模型预测功率控制(Model Predictive Power Control,MPPC)因其概念直观且无需复杂控制参数设计，而受到广泛关注。MPPC将预测下一时刻有功、无功功率与当前时刻有功、无功功率误差平方和设定为代价函数，将整流器控制模型离散化后，选取最优开关状态作用于系统。传统MPPC(Conventional MPPC,C-MPPC)由于每个控制周期的开关矢量特性不同而导致控制开关频率不固定，网侧电流总谐波失真率(Total Harmonic Distortion，THD)较高。虽然可以通过提高系统开关频率来降低电流失真和功率纹波，改善C-MPPC的稳态控制性能，但会导致更高的硬件成本和计算负担。为了在不增加开关频率的情况下进一步提高C-MPPC的性能，学者Choi D等发表的《Dynamic performance improvement of AC/DC converter using model predictive direct power control with finite controlset》提出一种改进型双矢量控制策略，通过在单个有效矢量作用的基础上搭配一个零矢量来最小化跟踪误差。学者叶虹志等发表的《电压型PWM整流器无差拍预测直接功率控制》采用无差拍预测控制策略，以减小系统功率脉动与电流谐波，但由于引入调制模块，动态性能有所降低。
上述方案考虑电网为平衡条件，然而电网电压由于电网故障以及三相负载不平衡等因素而常常处于不平衡状态。在弱电网中，常存在单相15％的电压骤降。在该情况下，若沿用电网处于平衡状态时的控制策略，网侧电流会发生畸变，从而影响整流器的控制性能，并对负载侧的电容器及负载产生隐患。
近年来，有部分研究将扩展无功功率新定义应用于MPPC控制，与传统无功功率相比，其在电网不平衡情况下表现出了较为优越的性能。学者Eloy-Garcia J等发表的《Direct power control of voltage source inverters with unbalanced gridvoltages》提出的MPPC通过在预定义的代价函数中使用扩展无功功率新定义，使得电压源型逆变器在不平衡电网下获得了良好的控制性能。学者Yang Haitao等发表的《Robustdeadbeat predictive power control with a discrete-time disturbance observerfor PWM rectifiers under unbalanced grid conditions》提出了一种无网压传感器模型预测控制，但由于最佳电压矢量的选择缺乏灵活性，其MPPC控制性能尚未达到理想效果。
发明内容
针对上述现有技术的不足，本发明所要解决的技术问题是：如何提供一种无需复杂的正负序分解和功率补偿算法就可同时实现恒定有功功率和网侧正弦电流，能够提高PWM整流器在不平衡电网下的控制性能的优化预测功率控制方法。
为了解决上述技术问题，本发明采用了如下的技术方案：
一种非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，控制时，采用有功功率p和扩展无功功率qext作为控制参数，分别：
p＝p0+pc2 cos(2ωt)+ps2sin(2ωt)
Figure BDA0003533541120000021
其中：
Figure BDA0003533541120000022
ω为电网频率。
进一步的，将整流器控制模型离散化后，根据网侧电压所处扇区，选取与其相邻的两个非零有效矢量和一个零矢量进行矢量合成等效电压矢量。
进一步的，在k+1时刻系统预测有功、扩展无功功率可表示为：
pref＝pk+1＝pk+kp1·t1+kp2·t2+kp0·t0
Figure BDA0003533541120000023
式中，pk、
Figure BDA0003533541120000031
分别为当前时刻系统的有功和扩展无功功率；kp1、kp2、kp0、kq1、kq2、kq0分别为两个基本矢量和零矢量的有功、扩展无功功率导数，其中：
Figure BDA0003533541120000032
Figure BDA0003533541120000033
Figure BDA0003533541120000034
其中，i＝0,1,2…7。
进一步的，若在一个周期内动态跟踪能力与系统实际偏差不匹配，矢量作用时间为：
Figure BDA0003533541120000035
进一步的，模型预测功率控制的代价函数为：
Figure BDA0003533541120000036
其中，pk+1为下一时刻有功功率，pref为当前时刻有功功率；
Figure BDA0003533541120000037
为下一时刻的扩展无功功率，qref为当前时刻的扩展无功功率；λν为权重系数，n为相邻两个控制周期切换点处开关切换次数。
进一步的，通过合成的等效电压矢量和网侧电流变化率计算k+1时刻的网侧电流，其中，合成的等效电压矢量为：
Figure BDA0003533541120000038
网侧电流变化率可表示为：
Figure BDA0003533541120000041
k+1时刻的网侧电压为：
Figure BDA0003533541120000042
将k+1时刻的网侧电压和网侧电流作为初始值进行预测功率控制。
综上所述，本发明具有无需复杂的正负序分解和功率补偿算法就可同时实现恒定有功功率和网侧正弦电流，能够提高PWM整流器在不平衡电网下的控制性能等优点。
附图说明
图1为PWM整流器拓扑图。
图2和图3分别为C-MPPC和O-MPPC电压矢量选择示意图。
图4为优化预测功率控制系统框图。
图5为以pq为控制参数时不平衡下网侧电压仿真波形。
图6和图7分别为采用C-MPPC策略和O-MPPC策略时网侧电流波形。
图8和图9分别为采用C-MPPC策略和O-MPPC策略时的系统网侧有功、无功功率。
图10为以pqext为控制参数时不平衡下网侧电流波形。
图11和图12分别为采用C-MPPC策略和O-MPPC策略时网侧电流波形。
图13和图14分别为采用C-MPPC策略和O-MPPC策略时网侧电流THD值。
图15为以pqext为控制参数时采用C-MPPC策略时网侧有功、无功功率。
图16为以pqext为控制参数时采用C-MPPC策略时网侧扩展无功功率。
图17为以pqext为控制参数时采用O-MPPC策略时网侧有功、无功功率。
图18为以pqext为控制参数时采用O-MPPC策略时网侧扩展无功功率。
图19和图20分别为以pqext为控制参数时采用C-MPPC策略和O-MPPC策略时网侧电流波形。
图21为实验条件下的不平衡下网侧电压波形。
图22为实验条件下的C-MPPC网侧电压、电流。
图23为实验条件下的O-MPPC网侧电压、电流。
图24为实验条件下的C-MPPC网侧电流THD分布。
图25为实验条件下的O-MPPC网侧电流THD分布。
图26为功率由5kW变至10kW下采用C-MPPC策略时网侧电流波形。
图27为功率由5kW变至10kW下采用O-MPPC策略时网侧电流波形。
图28为功率由5kW变至10kW采用C-MPPC策略时网侧电压和电流。
图29为功率由5kW变至10kW采用O-MPPC策略时网侧电压和电流。
图30为功率由10kW变至5kW采用C-MPPC策略时网侧电压和电流。
图31为功率由10kW变至5kW采用O-MPPC策略时网侧电压和电流。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步的详细说明。
本实施例为了提高PWM整流器在不平衡电网下的控制性能，将扩展无功功率新定义应用于MPPC，无需复杂的正负序分解和功率补偿算法就可同时实现恒定有功功率和网侧正弦电流。此外，为改善C-MPPC存在的控制问题，提出了一种优化模型预测功率控制策略(Optimized MPPC，O-MPPC)。首先对控制集优化，减小系统计算量；通过多矢量合成的方法取代单一矢量作用，将所选矢量开关序列重组优化，解决了C-MPPC开关频率不固定的问题。当电网电压处于不平衡状态时，该方法对网侧电流谐波频谱分布和系统功率纹波具有明显改善作用。
1、系统模型
1.1、PWM整流器数学模型
如图1为PWM整流器的拓扑结构。两相静止αβ坐标系下的整流器数学模型为：
Figure BDA0003533541120000051
当电网电压处于不平衡状态时，网侧电压及电流表示为正负序矢量之和形式；
Figure BDA0003533541120000052
Figure BDA0003533541120000053
其中，ω为电网频率，
Figure BDA0003533541120000054
延迟电网电压1/4周期的正交延迟信号
Figure BDA0003533541120000055
表示为：
Figure BDA0003533541120000056
1.2、扩展无功功率新定义
三相系统复功率可表示为：
Figure BDA0003533541120000057
其中，i*表示网侧电流矢量的共轭。
瞬时有功和无功功率分别为：
Figure BDA0003533541120000061
Figure BDA0003533541120000062
当电网电压不平衡时，系统功率存在二倍频振荡分量。如果应用经典瞬时功率理论，即采用传统有功和无功功率作为控制参数，有功和无功功率振荡分量无法同时去除。此时，如果仍然控制系统有功功率恒定，网侧电流会发生严重畸变。针对此问题，本实施例引入扩展无功功率：
Figure BDA0003533541120000063
此扩展无功功率与有功功率共同作用时，在消除振荡功率方面比传统瞬时功率理论更有效。
将式(2)～(4)代入式(6)和(8)中可得：
p＝p0+pc2 cos(2ωt)+ps2 sin(2ωt) (9)
Figure BDA0003533541120000064
其中：
Figure BDA0003533541120000065
1.3、静止坐标系下功率分析
瞬时有功和扩展无功功率在αβ坐标系下的表达式可通过以下推导计算得出：
Figure BDA0003533541120000066
Figure BDA0003533541120000067
式中，
Figure BDA0003533541120000068
分别滞后eαβ、iαβ90°。
将式(12)、(13)代入式(11)后可得：
Figure BDA0003533541120000071
其中：
Figure BDA0003533541120000072
由式(14)可以得出，
Figure BDA0003533541120000073
由此表明当消除有功功率脉动的同时也会消除无功功率脉动。此特性是经典瞬时功率理论无法实现的。
2、预测功率控制
2.1、有功和扩展无功功率预测
网侧电流变化率可表示为：
Figure BDA0003533541120000074
对电网电压e及其延迟电压
Figure BDA0003533541120000075
求导可得：
Figure BDA0003533541120000076
Figure BDA0003533541120000077
对有功和扩展无功功率求导可得：
Figure BDA0003533541120000078
Figure BDA0003533541120000079
将式(16)～(18)代入式(19)、(20)可得：
Figure BDA00035335411200000710
Figure BDA00035335411200000711
2.2、预测功率控制基本原理
有限集模型预测控制首先通过构建整流器离散数学模型，根据系统有限开关工作状态，分别计算不同开关状态下系统的输出情况，然后选择最优开关状态作用于系统。在下一个周期重复上述过程，以实现每个采样周期的持续预测能力。对于MPPC，通过将所预测下一时刻的有功、无功功率与当前时刻有功、无功功率误差平方和设定为代价函数来提高系统的控制精度。
Figure BDA0003533541120000081
3、不平衡电网下O-MPPC控制
整流桥开关函数为
Figure BDA0003533541120000082
不同开关状态的整流器输入电压可由式(25)表示，其对应关系如表1所示
Figure BDA0003533541120000083
其中，Udc为直流侧输出电压。
表1不同开关状态对应的电压矢量
Figure BDA0003533541120000084
3.1、控制集优化
传统C-MPPC采用单矢量作用，通过遍历寻优选取最优开关状态作用于系统。随着拓扑结构的改变，当变换器电平数增加时，系统开关状态将呈指数增长，此时会极大增加处理器的运算负担。通过其电压矢量选择示意图2可以看出，该方法所选取的最优矢量的幅值和相位固定，即该最优矢量仅限于在8个基本电压矢量中为最优，而在整个电压矢量复平面内不一定为最优电压矢量。
针对上述问题，本实施例将传统的C-MPPC控制策略与SVPWM思想相结合，系统根据网侧电压所处扇区不同，选取与其相邻的电压矢量与零矢量进行矢量合成。如图3所示，图中矢量u*为当前时刻电压矢量，矢量u1、u2为优化后备选电压矢量。与图2进行对比可以看出，通过采用多矢量合成的方法取代单一矢量作用后，最优矢量的调节范围从固定相位和幅值扩展到任意相位和幅值。此时最优电压矢量的选择具有高度灵活性，且该最优矢量为整个复平面内最优电压矢量。
通过此方法实现控制集优化，每次预测8种不同开关状态的系统输出，减少为每次仅计算4种不同开关状态，在降低系统运算负担的同时还提高了响应速度。
表2有限控制集优化
Figure BDA0003533541120000091
3.2、开关序列重组优化
传统的C-MPPC控制策略在每个采样周期内最优代价函数的计算结果相互独立，造成了开关频率不固定。
本实施例采用多矢量合成的方法取代单一矢量作用，并将所选矢量的开关序列顺序进行重组优化，解决了C-MPPC控制策略系统开关频率不固定的问题。所选取的三个矢量在协调作用下将影响有功和扩展无功功率的变化速率。基于功率误差最小化原则计算每个矢量的作用时间，以实现对功率参考值的精确跟踪。即：
Figure BDA0003533541120000092
在数字控制中，对有功和扩展无功功率的变化率以选定的变换器电压矢量进行数学定义为：
Figure BDA0003533541120000093
Figure BDA0003533541120000094
其中，i＝0,1,2…7。
因此，在k+1时刻系统预测有功、扩展无功功率可表示为：
pref＝pk+1＝pk+kp1·t1+kp2·t2+kp0·t0 (29)
Figure BDA0003533541120000101
其中，pk、
Figure BDA0003533541120000102
分别为当前时刻系统的有功和扩展无功功率；kp1、kp2、kp0、kq1、kq2、kq0分别为两个基本矢量和零矢量的有功、扩展无功功率导数。
基于功率误差最小化原则，联立式(21)、(22)和式(26)～(30)可得：
Figure BDA0003533541120000103
在系统动态调节过程中，当出现在一个周期内动态跟踪能力与系统实际偏差不匹配情况时，有功或扩展无功功率的给定值与实际值之间可能存在较大偏差，此时需对矢量作用时间重新分配：
Figure BDA0003533541120000104
对于三相PWM整流器，由三矢量合成作用原理可知，根据选取零矢量不同和矢量作用顺序不同，每个扇区共对应8种不同开关序列。在一个控制周期内，开关序列的选择直接决定桥臂开关器件的动作次数。开关次数过多不仅会增加功率器件的损耗，还会进一步增加系统谐波分量。因此，本实施例对开关序列的优化在于通过选择适当的开关序列，减小开关动作次数。
在确定好两个有效电压矢量及其最佳作用时间后，在每个控制周期插入零矢量，以第一扇区为例，选取优化开关序列组合如表3所示。
表3以第Ⅰ扇区为例所选优化开关序列
Figure BDA0003533541120000105
Figure BDA0003533541120000111
为充分利用模型预测控制解决多约束问题的特性，在代价函数中增加最小开关切换次数作为约束条件。在当前采样周期，通过分析存储的上一个周期的开关序列，对预测的下一个周期开关序列进行优化，得到新的代价函数J'：
Figure BDA0003533541120000112
其中，λν为权重系数，n为相邻两个控制周期切换点处开关切换次数。
在MPPC的数字控制实现过程中，指令电压矢量和施加电压矢量之间存在由计算引起的一步延迟问题，即通过计算得到的在当前k时刻满足控制目标的电压矢量，在k+1时刻才会真正作用于系统。为了消除由于一步延迟对控制系统产生的不良影响，需进行延迟补偿。首先合成等效电压矢量，如式(34)，然后在式(33)的代价函数中将k+2时刻而不是k+1时刻的电压矢量作用于转换器：
Figure BDA0003533541120000113
其中，uo1和uo2为所选非零有效矢量。
将式(34)代入式(16)，可得到k+1时刻的网侧电流。k+1时刻的网侧电压可由下式得到：
Figure BDA0003533541120000114
在得到k+1时刻的网侧电流和网侧电压之后，可通过计算得到k+1时刻的有功功率和扩展无功功率，最后将这些k+1时刻的电信号作为初始值用于本实施例所提出的控制策略。系统总体控制框图如图4所示。
4、仿真结果分析
在MATLAB/Simulink中搭建预测功率控制模型来验证所提控制策略的有效性。表4为主要参数。
表4主要参数
Figure BDA0003533541120000115
Figure BDA0003533541120000121
图5～图9为MPPC采用传统瞬时功率作为控制参数的仿真结果，首先系统输出功率稳定运行在5kW，在t＝0.14s时刻，a相电网电压跌落20％，网侧三相电压如图5所示，其中ea幅值为124V，eb、ec幅值均为156V。
对比图6和图7可知，电网电压处于平衡状态时，两种控制策略下网侧电流波形均可实现正弦化，但传统C-MPPC控制策略由于相邻周期开关状态变化无规律，导致网侧电流谐波含量较高，THD值为5.89％。而在O-MPPC策略作用下，网侧电流THD值仅为1.96％。当电网电压进入不平衡状态后，如果仍控制有功功率恒定，两种控制策略作用下的网侧电流均存在明显畸变。由此验证了，采用传统瞬时功率作为控制参数的MPPC不适用于不平衡电网。
对比图8和图9可知，C-MPPC和O-MPPC两种控制策略在平衡和不平衡电网下都能实现给定功率的跟踪。相比之下，O-MPPC控制策略能显著降低有功和无功功率脉动。
图10～14和图15～图18分别为C-MPPC和O-MPPC控制策略采用有功功率p和扩展无功功率qext作为控制参数仿真结果，首先系统输出功率稳定运行在5kW，在t＝0.14s时刻，a相电网电压跌落20％，网侧三相电压如图10所示，其中ea幅值为124V，eb、ec幅值均为156V。
对比图11和图12可知，电网电压处于平衡和不平衡状态时，两种控制策略下网侧电流波形均可实现正弦化。而本实施例所提O-MPPC策略网侧电流谐波含量少，且改善了C-MPPC策略频谱分散的问题。当电网电压处于不平衡状态时，采用C-MPPC策略网侧THD为5.96％，而在O-MPPC策略作用下仅为2.04％，电流质量有较为明显的改善。
系统功率网侧输入如图15～图18所示。C-MPPC和O-MPPC控制策略在平衡和不平衡电网下都能实现给定功率的跟踪。无功功率q在平衡电网下保持恒定，在不平衡电网下出现二倍频振荡，而有功和扩展无功功率在两种情况下始终保持恒定。相比之下，O-MPPC控制策略能够显著降低有功和无功功率脉动，实现功率的精确控制。
除稳态性能评估外，还在电网电压不平衡状态下进行了动态性能评估，在0.14s时刻通过改变直流侧负载来改变系统有功功率参考。
对比图19和图20的仿真结果可以看出，C-MPPC与O-MPPC控制策略均能快速跟踪负载波动引起的功率变化。当系统功率稳定运行在10kW时，采用C-MPPC控制策略的网侧电流THD值为4.85％，而在本实施例所提出的O-MPPC策略作用下，网侧THD值仅为1.38％，显著降低了电流谐波含量，从而验证了该优化策略较为优越的动态性能。
5、实验结果分析
本实施例采用TI公司TMS320F28335为主控芯片，三菱PM75DSA120模块为功率器件来搭建PWM整流器实验平台，进一步验证所提控制方法的有效性。输入接三相可编程交流电源(CHROMA 61830)，输出端接直流电子负载(ITECH IT8918A)，通过改变负载参数进行系统动态响应实验。实验参数与仿真参数一致。
网侧三相电压如图21所示。其中，a相电网电压跌落20％，ea幅值为124V，eb、ec幅值均为156V。如图22～图25所示，采用C-MPPC策略时网侧电流发生了较为明显的畸变，其THD值为8.21％，谐波含量分散；而当采用有功功率p和扩展无功功率qext作为控制参数，在O-MPPC控制策略作用下时，网侧THD降低为2.42％，且谐波分布明显改善。
图26和图27为在不平衡状态下，系统额定功率从5kW突变至10kW，两种控制策略作用下的网侧电流波形图。传统C-MPPC网侧电流在波峰和波谷处都出现了一定程度的畸变，而在O-MPPC作用下网侧电流正弦度较高，电流波形较为平滑。
图28～图31为系统功率由5kW突变至10kW以及由10kW突变至5kW的动态实验结果。通过测量网侧电压和电流的变化，两种不同控制策略作用下系统均能较快地跟踪负载波动引起的变化，且在整个动态过程中均实现了网侧电压电流同相位。但本实施例所提出的优化O-MPPC控制策略通过将扩展无功功率新定义应用于MPPC，且对控制集和开关序列进行优化，在动态调节过程中具有较强的稳定性，网侧电流正弦度较高。可见当电网电压处于不平衡状态时，本实施例所提出的优化控制策略对系统稳态性能和动态性能都具有显著的改善作用。
综上所述，本实施例在电网电压不平衡工况下推导PWM整流器和系统功率数学模型，提出一种优化预测功率控制方案。在MPPC中通过将扩展无功功率取代传统无功功率作用，实现了在不平衡电网电压下的控制性能优化。与现有方法相比，该方法具有以下优点：
1)无需复杂的正负序提取和功率补偿算法，通过优化有限控制集，减小了系统计算量。
2)通过选取与所在扇区相邻电压矢量与零矢量进行矢量合成，实现网侧电压电流同相位；基于代价函数最小化原则计算所选矢量的作用时间，实现跟踪误差最小化。
3)每个采样周期内将三个矢量开关序列顺序重组优化，解决了C-MPPC策略开关频率不固定的问题，改善了网侧电流频谱分布并有效降低系统功率脉动。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不以本发明为限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，控制时，采用有功功率p和扩展无功功率qext作为控制参数，分别：
p＝p0+pc2 cos(2ωt)+ps2 sin(2ωt)
Figure FDA0003533541110000011
其中：
Figure FDA0003533541110000012
ω为电网频率。
2.如权利要求1所述的非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，将整流器控制模型离散化后，根据网侧电压所处扇区，选取与其相邻的两个非零有效矢量和一个零矢量进行矢量合成等效电压矢量。
3.如权利要求2所述的非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，在k+1时刻系统预测有功、扩展无功功率可表示为：
pref＝pk+1＝pk+kp1·t1+kp2·t2+kp0·t0
Figure FDA0003533541110000013
式中，pk、
Figure FDA0003533541110000014
分别为当前时刻系统的有功和扩展无功功率；kp1、kp2、kp0、kq1、kq2、kq0分别为两个基本矢量和零矢量的有功、扩展无功功率导数，其中：
Figure FDA0003533541110000015
Figure FDA0003533541110000016
Figure FDA0003533541110000021
其中，i＝0,1,2…7。
4.如权利要求3所述的非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，若在一个周期内动态跟踪能力与系统实际偏差不匹配，矢量作用时间为：
Figure FDA0003533541110000022
5.如权利要求4所述的非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，模型预测功率控制的代价函数为：
Figure FDA0003533541110000023
其中，pk+1为下一时刻有功功率，pref为当前时刻有功功率；
Figure FDA0003533541110000024
为下一时刻的扩展无功功率，qref为当前时刻的扩展无功功率；λν为权重系数，n为相邻两个控制周期切换点处开关切换次数。
6.如权利要求5所述的非理想电网条件下PWM整流器优化预测功率控制方法，其特征在于，通过合成的等效电压矢量和网侧电流变化率计算k+1时刻的网侧电流，其中，合成的等效电压矢量为：
Figure FDA0003533541110000025
网侧电流变化率可表示为：
Figure FDA0003533541110000026
k+1时刻的网侧电压为：
Figure FDA0003533541110000031
将k+1时刻的网侧电压和网侧电流作为初始值进行预测功率控制。
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