CN114513276A - 共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法。通过为不同频带共享光源的方式，避免频带间隔受到激光器飘动的干扰。使用同一光源的异步频带在激光器频率飘动时，有着共同的频谱位置飘动，故激光器频率飘动不会导致频带混叠和串扰，不需要为激光器飘动预留保护间隔。相对于OFDM信号，使用FBMC信号大幅度降低了带外泄露，进一步使得所需的频谱保护间隔减小，大大增强频谱效率；通过频分复用分配单波长的高带宽，为用户使用高阶调制提供GHz级别的频带，而不存在波分复用最小间隔的问题，大大增强了频谱分配灵活性；本发明没有长距离回传激光信号，仅有短距离回传，从而避免了激光信号放大的需要以及较多的激光信号光信噪比下降。

Description

共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法
技术领域
本发明涉及光通信技术领域，更具体地，涉及一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法。
背景技术
波分复用的滤波器组多载波(Filterbank Multicarrier，FBMC)无源光网(Passive Optical Network,PON)上行架构：架构如图1所示。该架构为分配可用带宽的不同频段给光网络单元(Optical Network Unit，ONU)，波分复用的FBMC-PON为每个用户分配一个激光源，激光源经过偏振控制器(Polarization Controller，PC)输入给马赫曾德耳调制器(Mach-Zehndermodulator，MZM)。各个激光源以一定的波长间隔工作在不同的波长(记为λ1～λW)，波长间隔足够大以避免不同用户的频谱混叠。各ONU的信号经过光纤传输后，由光耦合器(Optical Coupler，OC)耦合到一起，在光线路终端(Optical Line Terminal)接收端，通过一个光电二极管(Photo Diode，PD)进行直接检测，并在模数转换器(Analog toDigital Converter，ADC)后通过数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)区分各频带信号进行处理。
同载波频率的数字域FBMC频分复用PON上行架构：该架构的结构同为图1所示，为每个频分复用的ONU提供一个激光器，而各激光器工作在同一频率。由于多载波信号通过快速傅里叶反变换(inverse fast Fourier transform，IFFT)产生，该架构在DSP域里为不同用户提供IFFT的不同子载波组，以完成频分复用。该频分复用方法仍然需要为激光器的频率波动留出额外的保护间隔，并且为每个用户提供的激光器有如下权衡：(1)若使用低线宽激光器以追求较好传输性能支持高阶调制格式，则单用户成本很高(2)若使用高线宽激光器则系统性能受限。
收发端和各ONU使用同光源的正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)频分复用PON上行架构：架构如图2所示。该技术为多个频分复用用户共用同一个激光器，激光器安装于光线路终端(Optical Line Terminal，OLT)端，通过OC分光为两路后，一路激光信号用于作为OLT端作相干检测的本振，一路通过光纤传输给ONU端，并通过OC分光给多个ONU，在ONU经过放射半导体放大器(Reflective SemiconductorAmplifier，RSOA)放大，作为供调制器作载波信号使用。该技术也为每个用户在DSP域分配多载波信号的IFFT的不同的子载波组以完成频分复用。该方法虽然保证了不同源OFDM频带之间是整数倍子载波间隔，然而当各用户传输距离不同时将存在时延，若时延超过CP长度则OFDM的正交性仍然被破坏，而由于OFDM的带外泄露很大，为此需要留出很大的保护间隔来避免多接入串扰。
波分复用的FBMC PON上行架构在保留频率保护间隔的时候需要考虑两个因素：(1)由于存在激光器飘动的问题，保护间隔需要为激光器飘动范围留出足够空间；(2)在PON的上行链路中，用户所需的信号带宽可能远小于密集波分复用目前的最小间隔(约为10G)，这将导致低下的频谱效率。同载波频率的数字域FBMC频分复用PON上行架构，该技术在DSP通过分配不同的子载波给不同ONU来完成频分复用，而由于不同ONU各自使用不同激光器，也存在激光器频率飘动问题。这种架构支持使用频分复用分配单波长大带宽，相对波分复用的FBMC PON上行架构来说，频谱效率可以较高。然而，保护间隔仍然需要为激光器频率飘动预留空间，激光器飘动也导致信号与载波之间要留有足够宽的频率间隔，从而频谱效率未得到充分提。收发端和各ONU使用同光源的OFDM频分复用PON上行架构，该技术使用共同光源，并在数字域分配不同子载波给用户，以完成频分复用。这样虽然保证了OFDM的不同频带是整数倍子载波间隔，但是不同用户间存在不同传输距离，相对时延超过CP长度时，OFDM的正交性仍然会被破坏，因此，这种技术在实施中需要额外的时间同步工作，并为此耗费更多的器件和能量。此外，由于需要激光信号由OLT向ONU通过长距离光纤，通常为几十公里的回传及在ONU使用RSOA放大，传输和放大过程中的激光器信号光信噪比下降都会导致系统传输性能的下降。
发明内容
本发明为克服上述现有技术中的缺陷，提供一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法，降低了带外泄露并且不同频分复用用户共用光源，降低了频率保护间隔，进而有高频谱效率，以及更高的频谱分配组合灵活性。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，包括光网络终端ONT、光网络单元ONU、光分配网络单元ODN、以及光线路终端OLT；
在光网络终端ONT处，经过数字信号处理DSP后，数字信号经由数模转换器DAC转为模拟电信号，为在光网络终端ONT之间实施频分复用，不同光网络终端ONT的电信号经历了不同频率的射频上变频，上变频之后，电信号被输入到马赫曾德耳调制器MZM；来自光网络单元ONU的低线宽激光信号在光网络终端ONT处首先被一个偏振分束器PBS分到两个偏振，而后分别输入给两个马赫曾德耳调制器MZM作为光载波信号；经过马赫曾德耳调制器MZM调制，两路马赫曾德耳调制器MZM输出被调制到两个正交的偏振上，并由偏振合束器PBC结合后输出；
在光网络单元ONU处，安装了光耦合器OC、环形器和低线宽激光器；激光器的输出首先进入环形器，然后在光耦合器OC处被分为多路，并传输给各个光网络终端ONT；各个光网络终端ONT的输出信号经由光纤传输到达光网络单元ONU处，并被合并为一路作为光网络单元ONU的输出信号；光网络单元ONU的输出信号将经由光纤传输到达光分配网络ODN处，每个光网络单元ONU的激光器工作在不同的波长以完成波分复用；
在光分配网络单元ODN处，不同的光网络单元ONU在多个波长上的信号经一个光波导栅栏AWG合并成一路，经由光纤传输到光线路终端OLT处；
在光线路终端OLT处，接收的光信号首先被偏振分束器分到两个偏振；本振激光器的信号也被偏振分束器分为两个偏振；而后，两对两个偏振上的接收光信号和本振信号分别被输入两个光耦合器，两个耦合器的输出分别输入两个平衡光电二极管BPD，两个光电二极管BPD检测出的电信号经由模数转换器ADC采样后，进行接收端数字信号处理DSP处理。
在本发明中，通过为不同频带共享光源的方式，避免频带间隔受到激光器飘动的干扰。由于使用同一光源的异步频带在激光器频率飘动时，有着共同的频谱位置飘动，故激光器频率飘动不会导致频带混叠和串扰。因此，不需要为激光器飘动预留保护间隔。相对于OFDM信号，使用FBMC信号大幅度降低了带外泄露，进一步使得所需的频谱保护间隔减小，从而大大增强频谱效率；通过频分复用分配单波长的高带宽，可以为用户使用高阶调制提供GHz级别的频带，而不存在波分复用最小间隔的问题，大大增强了频谱分配灵活性；本发明没有长距离回传激光信号，仅有短距离回传，从而避免了激光信号放大的需要以及较多的激光信号光信噪比下降。
本发明还提供一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输方法，使用以上所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，在发送端的数字信号处理DSP流程包括：
S11.产生要发射的比特序列；
S12.将比特序列映射成正交振幅调制QAM星座点；
S13.进行合成滤波，产生滤波器组多载波FBMC信号；
S14.加入训练序列，用于同步和信道估计；该训练序列为若干已知的滤波器组多载波FBMC码元；
S15.对信号射频上变频；对不同光网络终端ONT的信号，为进行频分复用，射频上变频需使用不同的频率，将基带信号调制到不同频率位置以避免频带的混叠；
接收端数字信号处理DSP流程包括：
S21.找出射频导频RFP的位置，即频域的功率最大点，即是对频率偏移的一个估计；使用一以射频导频RFP频率为中心频率的窄带滤波滤出一时域信号，提取出该信号的相位信息，并取共轭乘以所接收的整个信号，即消除了频率偏移，并同时补偿部分相位噪声；残余相位噪声将由盲相位搜索补偿；
S22.通过计算相关同步找出信号起始点；使用训练序列与所接收信号作相关，得出一相关峰值，即得到所发射信号的起始点；
S23.对信号射频下变频；
S24.进行分解滤波，得出接收端的星座点；
S25.信道估计和信道均衡，使用所发射训练序列估计信号所经历信道响应以及两个偏振的估计情况，并对信号作相应补偿；这个步骤同时消除信道响应和偏振串扰；
S26.作盲相位搜索消除残余相位噪声；
S27.将正交振幅调制QAM信号解为比特序列。
进一步的，假设一个光网络单元ONU有B个光网络终端ONT，将该光网络终端ONT的基带信号表达为Si(t)，N个子载波被分配给用户使用，子载波间隔为Δf，码元间隔为T＝1/Δf，设总共传输M个码元，第i个光网络终端ONT所输出的滤波器组多载波FBMC信号表达为：
Figure BDA0003492474740000051
式中，am,n+jbm,n是第m个码元的第n个子载波传输的星座点数据；gm,n(t)＝p(t-mT)ej2π(n-1)Δf(t-mT)，是滤波器组多载波FBMC的合成滤波器的表达式，其中，j表示虚数单位，t表示时间，p(t)是滤波器组多载波FBMC信号所用的原型滤波器的表达式。
进一步的，在每各光网络终端ONT的信号开头，有一段信号为已知的序列，作为训练序列，用于作信号同步与信道估计，记为sTS(t)；为对各光网络终端ONT采用频分复用，对各光网络终端ONT产生的基带信号进行频率为fi RF的射频上变频，如下式所示：
Figure BDA0003492474740000052
进一步的，B个光网络终端ONT的信号传输到光网络单元ONU处，由光耦合器OC耦合成一路，为处理频率偏移与相位噪声，在载波频率处插入射频导频RFP，将一路激光器的分光输出衰减到一个所求幅值A，作为射频导频RFP，而后将射频导频RFP与来自光网络终端ONT的信号耦合成一路；则光网络单元ONU的输出信号为：
Figure BDA0003492474740000053
式中，τi为第i个光网络终端ONT发射信号的时延和向光网络单元ONU传输过程中经历的时延总和，该时延的差异将导致各光网络终端ONT的信号是异步的；fc表示光载波频率。
进一步的，假设在传输过程中经历的信道相应为h(t)，本振的工作频率为fLO，则在经过光电二极管BPD检测之后信号的载波频率为fc-fLO，则检测到的信号为：
Figure BDA0003492474740000054
式中，
Figure BDA0003492474740000055
表示卷积，ejφ(t)表示作为时间函数的由相位噪声带来的相位波动；fCFO表示相干检测后信号的频率偏移。
进一步的，利用射频导频RFP补偿频偏和部分相位噪声，在信号的频谱中找到功率最大的频率点即为射频导频RFP位置，记为
Figure BDA0003492474740000061
即为对频偏的估计；以射频导频RFP为中心进行一个窄带带通滤波，滤波的输出信号记为：
Figure BDA0003492474740000062
式中，HRFP表示RFP受到的信道响应影响；
Figure BDA0003492474740000063
表示射频导频RFP所受到的相位噪声，视作对信号受到的相位噪声的初步估计；而后，用滤出的射频导频RFP对信号的频偏和相位噪声进行补偿：
Figure BDA0003492474740000064
式中，angle(.)和conj(.)操作分别表示对信号取弧度和取共轭；而后，对来自各光网络终端ONT的信号，以其发射时作射频上变频的频率做对应的射频下变频。
进一步的，使用已知训练序列与接收信号通过相关峰值寻找起始点，所估计的信号起始点时间表示为：
Figure BDA0003492474740000065
式中，
Figure BDA0003492474740000066
为接收信号时间移位后所得信号，sTS(t)为已知训练序列；
而后，对信号进行滤波器组多载波FBMC的分解滤波，表达式如下：
Figure BDA0003492474740000067
式中，conj(gm,n(t))表示合成滤波器的共轭信号，分解滤波作为合成滤波的匹配滤波。
进一步的，将分解滤波之后得到的X偏振和Y偏振上的信号分别记为
Figure BDA0003492474740000068
和
Figure BDA0003492474740000069
则信道响应、偏振模色散和偏振串扰对信号的综合影响可以表达为：
Figure BDA00034924747400000610
式中，H(n)为信道矩阵，HXX(n)表示发射于X偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HXY(n)表示发射于X偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道，HYX(n)表示发射Y偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HYY(n)表示发射于Y偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道。
Figure BDA0003492474740000071
为X偏振上发射的QAM数据点，
Figure BDA0003492474740000072
为Y偏振上发射的QAM数据点；
使用已知训练序列对H(n)作一估计
Figure BDA0003492474740000073
则所发送正交振幅调制QAM数据信号以如下方式做解偏振与信道均衡：
Figure BDA0003492474740000074
式中，
Figure BDA0003492474740000075
为X偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，
Figure BDA0003492474740000076
为Y偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，、
Figure BDA0003492474740000077
Figure BDA0003492474740000078
为对信道矩阵的估计值。
进一步的，在信道均衡后，需要补偿残余相位噪声；使用盲相位搜索补偿残余相位噪声：首先确定一个搜索的角度范围Arange，和一个搜索角度步长θstep，则测试相位的组数为
Figure BDA0003492474740000079
而相位测试组为：
Figure BDA00034924747400000710
令
Figure BDA00034924747400000711
则所估计相位噪声为：
Figure BDA00034924747400000712
式中，DD为根据星座点的欧氏距离对其进行硬判决，以该估计相位噪声恢复该码元的相位。
与现有技术相比，有益效果是：本发明提供的一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统及方法，在ONU处安装激光器并分光传输给各ONT，而ONU之间采用波分复用，进而避免了激光器频率飘动导致的频谱串扰可能；采用偏振复用的FBMC传输进一步降低带外泄露同时取得双倍系统容量；通过频分复用分配单波长的高带宽，为用户使用高阶调制提供GHz级别的频带，而不存在波分复用最小间隔的问题，大大增强了频谱分配灵活性。
附图说明
图1是本发明共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统结构示意图。
图2是本发明实施例2中发送端和接收端的数字信号处理流程。
图3是本发明实施例3的结构示意图。
图4是实施例3中子载波分布，上变频和RFP插入示意图。
图5是实施例3中ONT1与ONT2的相邻子载波EVM对相对时延曲线。
图6是实施例3中子载波20的EVM对频率保护间隔曲线。
图7是实施例3中EVM对子载波坐标曲线。
图8是实施例3中BER对ROP曲线。
图9是实施例3中OFDM信号在高达2.5GHz的频率保护间隔下的BER对ROP曲线。
图10是实施例3中使用ECL与DFB激光器的BER对OSNR曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。下面结合具体实施方式对本发明作在其中一个实施例中说明。其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本专利的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，全文中出现的“和/或”的含义为，包括三个并列的方案，以“A和/或B”为例，包括A方案，或B方案，或A和B同时满足的方案。
实施例1：
如图1所示，一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，包括光网络终端ONT、光网络单元ONU、光分配网络单元ODN、以及光线路终端OLT；
在小区里，光网络终端(Optica Line Terminal，ONT)被安装于公共场合和用户及建筑的交界处。用户的数据通过现存铜网传输，到达ONT处；在光网络终端ONT处，经过数字信号处理DSP后，数字信号经由数模转换器DAC(Digitalto Analog Converter，)转为模拟电信号，为在光网络终端ONT之间实施频分复用，不同光网络终端ONT的电信号经历了不同频率的射频上变频，上变频之后，电信号被输入到马赫曾德耳调制器MZM；来自光网络单元ONU的低线宽激光信号在光网络终端ONT处首先被一个偏振分束器PBS(Polarization BeamSplitte)分到两个偏振，而后分别输入给两个马赫曾德耳调制器MZM作为光载波信号；经过马赫曾德耳调制器MZM调制，两路马赫曾德耳调制器MZM输出被调制到两个正交的偏振上，并由偏振合束器PBC(Polarization Beam Combiner)结合后输出；
在光网络单元ONU处，安装了光耦合器OC、环形器和低线宽激光器；激光器的输出首先进入环形器，然后在光耦合器OC处被分为多路，并传输给各个光网络终端ONT；各个光网络终端ONT的输出信号经由光纤传输到达光网络单元ONU处，并被合并为一路作为光网络单元ONU的输出信号；光网络单元ONU的输出信号将经由光纤传输到达光分配网络ODN(Optical Distribution Unit)处，每个光网络单元ONU的激光器工作在不同的波长以完成波分复用；
在光分配网络单元ODN处，不同的光网络单元ONU在多个波长上的信号经一个光波导栅栏AWG(Arrayed Waveguide Grating)合并成一路，经由光纤传输到光线路终端OLT处；
在光线路终端OLT处，接收的光信号首先被偏振分束器分到两个偏振；本振激光器的信号也被偏振分束器分为两个偏振；而后，两对两个偏振上的接收光信号和本振信号分别被输入两个光耦合器，两个耦合器的输出分别输入两个2×2平衡光电二极管BPD，两个光电二极管BPD(Balanced Photo Diode)检测出的电信号经由模数转换器ADC采样后，进行接收端数字信号处理DSP处理。
在本发明中，通过为不同频带共享光源的方式，避免频带间隔受到激光器飘动的干扰。由于使用同一光源的异步频带在激光器频率飘动时，有着共同的频谱位置飘动，故激光器频率飘动不会导致频带混叠和串扰。因此，不需要为激光器飘动预留保护间隔。相对于OFDM信号，使用FBMC信号大幅度降低了带外泄露，进一步使得所需的频谱保护间隔减小，从而大大增强频谱效率；通过频分复用分配单波长的高带宽，可以为用户使用高阶调制提供GHz级别的频带，而不存在波分复用最小间隔的问题，大大增强了频谱分配灵活性；本发明没有长距离回传激光信号，仅有短距离回传，从而避免了激光信号放大的需要以及较多的激光信号光信噪比下降。
实施例2
如图2所示，本实施例提供一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输方法，使用实施例1所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，在发送端的数字信号处理DSP流程包括：
S11.产生要发射的比特序列；
S12.将比特序列映射成正交振幅调制QAM星座点；
S13.进行合成滤波，产生滤波器组多载波FBMC信号；
S14.加入训练序列，用于同步和信道估计；该训练序列为若干已知的滤波器组多载波FBMC码元；
S15.对信号射频上变频；对不同光网络终端ONT的信号，为进行频分复用，射频上变频需使用不同的频率，将基带信号调制到不同频率位置以避免频带的混叠；
接收端数字信号处理DSP流程包括：
S21.找出射频导频RFP的位置，即频域的功率最大点，即是对频率偏移的一个估计；使用一以射频导频RFP频率为中心频率的窄带滤波滤出一时域信号，提取出该信号的相位信息，并取共轭乘以所接收的整个信号，即消除了频率偏移，并同时补偿部分相位噪声；残余相位噪声将由盲相位搜索补偿；
S22.通过计算相关同步找出信号起始点；使用训练序列与所接收信号作相关，得出一相关峰值，即得到所发射信号的起始点；
S23.对信号射频下变频；
S24.进行分解滤波，得出接收端的星座点；
S25.信道估计和信道均衡，使用所发射训练序列估计信号所经历信道响应以及两个偏振的估计情况，并对信号作相应补偿；这个步骤同时消除信道响应和偏振串扰；
S26.作盲相位搜索消除残余相位噪声；
S27.将正交振幅调制QAM信号解为比特序列。
下面讲述所发射信号的表达式和信道模型。
假设一个光网络单元ONU有B个光网络终端ONT，将该光网络终端ONT的基带信号表达为Si(t)，N个子载波被分配给用户使用，子载波间隔为Δf，码元间隔为T＝1/Δf，设总共传输M个码元，第i个光网络终端ONT所输出的滤波器组多载波FBMC信号表达为：
Figure BDA0003492474740000111
式中，am,n+jbm,n是第m个码元的第n个子载波传输的星座点数据；gm,n(t)＝p(t-mT)ej2π(n-1)Δf(t-mT)，是滤波器组多载波FBMC的合成滤波器的表达式，其中，j表示虚数单位，t表示时间，p(t)是滤波器组多载波FBMC信号所用的原型滤波器的表达式。
在每各光网络终端ONT的信号开头，有一段信号为已知的序列，作为训练序列，用于作信号同步与信道估计，记为sTS(t)；为对各光网络终端ONT采用频分复用，对各光网络终端ONT产生的基带信号进行频率为fi RF的射频上变频，如下式所示：
Figure BDA0003492474740000112
各ONT的fi RF应取不同值以避免频谱混叠。
B个光网络终端ONT的信号传输到光网络单元ONU处，由光耦合器OC耦合成一路，为处理频率偏移与相位噪声，在载波频率处插入射频导频RFP，将一路激光器的分光输出衰减到一个所求幅值A，作为射频导频RFP，而后将射频导频RFP与来自光网络终端ONT的信号耦合成一路；则光网络单元ONU的输出信号为：
Figure BDA0003492474740000121
式中，τi为第i个光网络终端ONT发射信号的时延和向光网络单元ONU传输过程中经历的时延总和，该时延的差异将导致各光网络终端ONT的信号是异步的；fc表示光载波频率。
假设在传输过程中经历的信道相应为h(t)，本振的工作频率为fLO，则在经过光电二极管BPD检测之后信号的载波频率为fc-fLO，则检测到的信号为：
Figure BDA0003492474740000122
式中，
Figure BDA0003492474740000123
表示卷积，ejφ(t)表示作为时间函数的由相位噪声带来的相位波动；fCFO表示相干检测后信号的频率偏移。
利用射频导频RFP补偿频偏和部分相位噪声，在信号的频谱中找到功率最大的频率点即为射频导频RFP位置，记为
Figure BDA0003492474740000124
即为对频偏的估计；以射频导频RFP为中心进行一个窄带带通滤波，滤波的输出信号记为：
Figure BDA0003492474740000125
式中，HRFP表示RFP受到的信道响应影响；
Figure BDA0003492474740000126
表示射频导频RFP所受到的相位噪声，视作对信号受到的相位噪声的初步估计；而后，用滤出的射频导频RFP对信号的频偏和相位噪声进行补偿：
Figure BDA0003492474740000127
式中，angle(.)和conj(.)操作分别表示对信号取弧度和取共轭；而后，对来自各光网络终端ONT的信号，以其发射时作射频上变频的频率做对应的射频下变频。
使用已知训练序列与接收信号通过相关峰值寻找起始点，所估计的信号起始点时间表示为：
Figure BDA0003492474740000128
式中，
Figure BDA0003492474740000131
为接收信号时间移位后所得信号，sTS(t)为已知训练序列；
而后，对信号进行滤波器组多载波FBMC的分解滤波，表达式如下：
Figure BDA0003492474740000132
式中，conj(gm,n(t))表示合成滤波器的共轭信号，分解滤波作为合成滤波的匹配滤波。
将分解滤波之后得到的X偏振和Y偏振上的信号分别记为
Figure BDA0003492474740000133
和
Figure BDA0003492474740000134
则信道响应、偏振模色散和偏振串扰对信号的综合影响可以表达为：
Figure BDA0003492474740000135
式中，H(n)为信道矩阵，HXX(n)表示发射于X偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HXY(n)表示发射于X偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道，HYX(n)表示发射Y偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HYY(n)表示发射于Y偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道。
Figure BDA0003492474740000136
为X偏振上发射的QAM数据点，
Figure BDA0003492474740000137
为Y偏振上发射的QAM数据点；使用已知训练序列对H(n)作一估计
Figure BDA0003492474740000138
则所发送正交振幅调制QAM数据信号以如下方式做解偏振与信道均衡：
Figure BDA0003492474740000139
式中，
Figure BDA00034924747400001310
为X偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，
Figure BDA00034924747400001311
为Y偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，、
Figure BDA00034924747400001312
Figure BDA00034924747400001313
为对信道矩阵的估计值。
在信道均衡后，需要补偿残余相位噪声；使用盲相位搜索补偿残余相位噪声：首先确定一个搜索的角度范围Arange，和一个搜索角度步长θstep，则测试相位的组数为
Figure BDA0003492474740000141
而相位测试组为：
Figure BDA0003492474740000142
令
Figure BDA0003492474740000143
则所估计相位噪声为：
Figure BDA0003492474740000144
式中，DD为根据星座点的欧氏距离对其进行硬判决；以该估计相位噪声恢复该码元的相位。
实施例3
为举例说明本发明创造的方案，所采用的实验配置如图3所示。为了实验验证的方便，用一个两个ONT的系统模拟频分复用上行情况，并将FBMC信号与OFDM信号做对比，验证其受到的由带外泄露产生的多接入串扰(Multiple Access Interference，MAI)情况。其中，MAI水平由星座图的误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)表征。另外，由于多ONT分摊激光器费用，在同等器件成本下，所提出系统可以使用较低线宽激光器，以下也验证线宽对于系统性能的意义。
在实验验证中，采用了四种FBMC的原型滤波器，包括PHYDYAS(Physical LayerFor Dynamic Spectrum Access and Cognitive Radio)，扩展高斯函数(ExtendedGaussian Filter，EGF)和IOTA(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm)。其中，PHYDYAS的原型滤波器表达式为：
Figure BDA0003492474740000145
Figure BDA0003492474740000146
Figure BDA0003492474740000151
Figure BDA0003492474740000152
其中α为滚降系数，
Figure BDA0003492474740000153
而dk,α,Δf为扩展高斯函数的系列表达式系数。当α＝1，该扩展EGF即称为IOTA函数。对于EGF，我们使用α＝0.5，IOTA和α＝1.5三种情况。
在发射端，首先用MATLAB软件产生两个偏振的信号。为了模拟异步的上行，用软件模拟了两个异步ONT，称为ONT 1和ONT 2，并射频上变频到不同的频段。每个ONT都同时使用两个偏振传输信号。为模拟ONT之间的异步，在DSP域，ONT 2的信号加入了一个时延τ。在DSP产生信号后，两个偏振的信号被加载到3dB带宽为16GHz的80GSa/s Fujitsu数模转换器，IFFT点数为256，每个ONT使用20个子载波，使用16QAM调制格式。因此，分配给每个ONT的带宽为80×20/256＝6.25GHz。子载波间隔为312.5MHz。此时系统总的传输速率为12.5×2×4＝100Gb/s。OFDM的CP长度为16点，FBMC的重叠因子为4。子载波放置与射频上变频后频谱的分布如图4所示，对于各个ONT，首先在IFFT坐标为1到20的位置放入QAM数据，作IFFT后产生基带信号，然后经过射频上变频，放置到不同的频谱位置达成频分复用，并在直流位置插入RFP。在频域，对称载波位置为QAM数据的共轭，故时域上该信号为实数信号。而后，经过DAC转换后的电信号作为驱动信号输入光调制器。
两个ONT的频带分别以f1 RF和f2 RF做上变频。在实验中，f1 RF被固定为312.5MHz，而f2 RF在实验中被调整以改变两个频带之间的保护间隔。为了研究MAI水平和保护间隔之间的关系，两个ONT之间的时延τ应被设置为导致最大MAI的值。为此，测试了两带之间没有保护间隔时，两带相邻的两个子载波的EVM对时延的曲线，如图5所示。
可以看出，串扰水平关于半个码元时间对称，且在0.25码元长度和0.75码元长度时达到最大。为此，我们取τ为0.25码元周期，即3.125ps。
使用ECL激光器产生的载波信号固定在1552.5nm，线宽小于100KHz。为了研究分光给ONT共用的影响，使用一个光衰减器模拟OC的分光。激光器工作在16dBm，在输入调制器之前由光衰减器衰减。调制器输出后的入纤功率固定在-10dBm，在接收端由另一个光衰减器控制接收功率。使用两个BPD分别检测两个偏振的信号。另一个ECL用作本振激光器，为作外差检测和信号激光器有15GHz的频偏。由BPD检测输出的信号由采样率80G，3dB带宽为36GHz的示波器采样，并由MATLAB作接收端DSP。
结果分析：
异步频带的带外泄露会导致MAI。MAI的水平可以用EVM表示。我们首先讨论不同的频率保护间隔下的EVM性能情况。我们讲两个ONT的两个频带分别记为频带1和频带2。我们固定频带1的位置而移动频带2来改变频率保护间隔，然后研究频带1的子载波EVM情况。异步信号传输20公里单模光纤。
将频带的20个子载波频率由低到高标记为子载波1-20，则子载波20是与频带2相邻的子载波，收MAI的干扰最大。频率保护间隔为0-300MHz下的子载波20的EVM性能如图8所示。当完全没有频率保护间隔时，OFDM的子载波20的EVM为38％，少于FBMC信号。然而，当频率保护间隔逐渐增加到300MHz，OFDM信号的EVM没有明显下降，而FBMC信号的EVM随着频率保护间隔增加迅速下降。图6还展示了频率保护间隔为300MHz时，OFDM和FBMC信号整个频带1的星座图。
为研究受到来自频带2的MAI干扰下的频带1整体的EVM情况，我们测量了无频率保护间隔时EVM对子载波坐标曲线，如图7所示。子载波20有着最高的EVM，随着子载波坐标数字下降，OFDM信号的EVM下降速度远远小于FBMC信号。由图7可以看出在几种被测量的原型滤波器中，最多两个子载波间隔的频率距离下带外泄露就会下降到几乎不影响性能的水平。
由于接收灵敏度是影响系统的功率预算等指标的重要因素，测量了OFDM和FBMC的比特误码率(Bit Error Rate，BER)对接收光功率(Receiver Optical Power，ROP)，频率保护间隔设为312.5MHz，并对比两个ONT的信号同步(标记为SYN)和异步(标记为ASYN)的情况，如图8所示。在该频率保护间隔下，FBMC信号在同步和异步的情况下整体上在不同ROP下获得了近似的性能，在ROP约为-27dBm达到硬判决门限(Hard Decision Forward ErrorCorrection Threshold，HD-FEC)。同步的OFDM信号在ROP约为-24dBm时达到硬判决门限，而异步的OFDM信号由于受MAI干扰严重，在ROP高达-18dBm的情况下也没有达到硬判决门限。
在OFDM两个频带信号之间的频率保护间隔增加到2.5GHz时，如图9所示，可以使异步信号在约-18.5dBm的接收功率下达到硬判决门限。然而，如此高的频率保护间隔将导致低下的频谱效率。
由于在共享光源的结构下，激光器成本被多个用户分摊，故可以在相同成本下采用线宽更低的激光器。为研究线宽对系统的影响，我们在仿真首先对比激光器线宽为外腔激光器(External Cavity Laser，ECL)的典型线宽100KHz和分布反馈(distributedfeedback，DFB)激光器的典型线宽5MHz时不同光信噪比(Optical Signal toNoise Ratio，OSNR)下的BER性能，而后测量BER对线宽曲线。
如图10所示，使用ECL调制的信号的BER随着OSNR的改善而迅速下降，在OSNR约为27dB时达到无误码。而对于DFB，由于大线宽带来的性能恶化，OSNR上升带来的性能改善相对较少。由于在OSNR低的时候，OSNR是系统性能的主要限制因素，ECL信号和DFB在OSNR为15dB的时候性能近似。而随着OSNR增加，ECL信号和DFB信号的性能差距拉大。在硬判决门限处，DFB信号相对于ECL信号由约为5dB的OSNR代价。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，包括光网络终端ONT、光网络单元ONU、光分配网络单元ODN、以及光线路终端OLT；
在光网络终端ONT处，经过数字信号处理DSP后，数字信号经由数模转换器DAC转为模拟电信号，为在光网络终端ONT之间实施频分复用，不同光网络终端ONT的电信号经历了不同频率的射频上变频，上变频之后，电信号被输入到马赫曾德耳调制器MZM；来自光网络单元ONU的低线宽激光信号在光网络终端ONT处首先被一个偏振分束器PBS分到两个偏振，而后分别输入给两个马赫曾德耳调制器MZM作为光载波信号；经过马赫曾德耳调制器MZM调制，两路马赫曾德耳调制器MZM输出被调制到两个正交的偏振上，并由偏振合束器PBC结合后输出；
在光网络单元ONU处，安装了光耦合器OC、环形器和低线宽激光器；激光器的输出首先进入环形器，然后在光耦合器OC处被分为多路，并传输给各个光网络终端ONT；各个光网络终端ONT的输出信号经由光纤传输到达光网络单元ONU处，并被合并为一路作为光网络单元ONU的输出信号；光网络单元ONU的输出信号将经由光纤传输到达光分配网络ODN处，每个光网络单元ONU的激光器工作在不同的波长以完成波分复用；
在光分配网络单元ODN处，不同的光网络单元ONU在多个波长上的信号经一个光波导栅栏AWG合并成一路，经由光纤传输到光线路终端OLT处；
在光线路终端OLT处，接收的光信号首先被偏振分束器分到两个偏振；本振激光器的信号也被偏振分束器分为两个偏振；而后，两对两个偏振上的接收光信号和本振信号分别被输入两个光耦合器，两个耦合器的输出分别输入两个平衡光电二极管BPD，两个光电二极管BPD检测出的电信号经由模数转换器ADC采样后，进行接收端数字信号处理DSP处理。
2.一种共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输方法，其特征在于，使用权利要求1所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，在发送端的数字信号处理DSP流程包括：
S11.产生要发射的比特序列；
S12.将比特序列映射成正交振幅调制QAM星座点；
S13.进行合成滤波，产生滤波器组多载波FBMC信号；
S14.加入训练序列，用于同步和信道估计；该训练序列为若干已知的滤波器组多载波FBMC码元；
S15.对信号射频上变频；对不同光网络终端ONT的信号，为进行频分复用，射频上变频需使用不同的频率，将基带信号调制到不同频率位置以避免频带的混叠；
接收端数字信号处理DSP流程包括：
S21.找出射频导频RFP的位置，即频域的功率最大点，即是对频率偏移的一个估计；使用一以射频导频RFP频率为中心频率的窄带滤波滤出一时域信号，提取出该信号的相位信息，并取共轭乘以所接收的整个信号，即消除了频率偏移，并同时补偿部分相位噪声；残余相位噪声将由盲相位搜索补偿；
S22.通过计算相关同步找出信号起始点；使用训练序列与所接收信号作相关，得出一相关峰值，即得到所发射信号的起始点；
S23.对信号射频下变频；
S24.进行分解滤波，得出接收端的星座点；
S25.信道估计和信道均衡，使用所发射训练序列估计信号所经历信道响应以及两个偏振的估计情况，并对信号作相应补偿；这个步骤同时消除信道响应和偏振串扰；
S26.作盲相位搜索消除残余相位噪声；
S27.将正交振幅调制QAM信号解为比特序列。
3.根据权利要求2所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，假设一个光网络单元ONU有B个光网络终端ONT，将该光网络终端ONT的基带信号表达为Si(t)，N个子载波被分配给用户使用，子载波间隔为Δf，码元间隔为T＝1/Δf，设总共传输M个码元，第i个光网络终端ONT所输出的滤波器组多载波FBMC信号表达为：
Figure FDA0003492474730000021
式中，am,n+jbm,n是第m个码元的第n个子载波传输的星座点数据；gm,n(t)＝p(t-mT)ej2 π(n-1)Δf(t-mT)，是滤波器组多载波FBMC的合成滤波器的表达式，其中，j表示虚数单位，t表示时间，p(t)是滤波器组多载波FBMC信号所用的原型滤波器的表达式。
4.根据权利要求3所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，在每各光网络终端ONT的信号开头，有一段信号为已知的序列，作为训练序列，用于作信号同步与信道估计，记为sTS(t)；为对各光网络终端ONT采用频分复用，对各光网络终端ONT产生的基带信号进行频率为fi RF的射频上变频，如下式所示：
Figure FDA0003492474730000031
5.根据权利要求4所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，B个光网络终端ONT的信号传输到光网络单元ONU处，由光耦合器OC耦合成一路，为处理频率偏移与相位噪声，在载波频率处插入射频导频RFP，将一路激光器的分光输出衰减到一个所求幅值A，作为射频导频RFP，而后将射频导频RFP与来自光网络终端ONT的信号耦合成一路；则光网络单元ONU的输出信号为：
Figure FDA0003492474730000032
式中，τi为第i个光网络终端ONT发射信号的时延和向光网络单元ONU传输过程中经历的时延总和，该时延的差异将导致各光网络终端ONT的信号是异步的；fc表示光载波频率。
6.根据权利要求5所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，假设在传输过程中经历的信道相应为h(t)，本振的工作频率为fLO，则在经过光电二极管BPD检测之后信号的载波频率为fc-fLO，则检测到的信号为：
Figure FDA0003492474730000033
式中，
Figure FDA0003492474730000034
表示卷积，ejφ(t)表示作为时间函数的由相位噪声带来的相位波动；fCFO表示相干检测后信号的频率偏移。
7.根据权利要求6所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，利用射频导频RFP补偿频偏和部分相位噪声，在信号的频谱中找到功率最大的频率点即为射频导频RFP位置，记为
Figure FDA0003492474730000041
即为对频偏的估计；以射频导频RFP为中心进行一个窄带带通滤波，滤波的输出信号记为：
Figure FDA0003492474730000042
式中，HRFP表示RFP受到的信道响应影响；
Figure FDA0003492474730000043
表示射频导频RFP所受到的相位噪声，视作对信号受到的相位噪声的初步估计；而后，用滤出的射频导频RFP对信号的频偏和相位噪声进行补偿：
Figure FDA0003492474730000044
式中，angle(.)和conj(.)操作分别表示对信号取弧度和取共轭；而后，对来自各光网络终端ONT的信号，以其发射时作射频上变频的频率做对应的射频下变频。
8.根据权利要求7所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，使用已知训练序列与接收信号通过相关峰值寻找起始点，所估计的信号起始点时间表示为：
Figure FDA0003492474730000045
式中，
Figure FDA0003492474730000046
为接收信号时间移位后所得信号，sTS(t)为已知训练序列；而后，对信号进行滤波器组多载波FBMC的分解滤波，表达式如下：
Figure FDA0003492474730000047
式中，conj(gm,n(t))表示合成滤波器的共轭信号，分解滤波作为合成滤波的匹配滤波。
9.根据权利要求6所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，将分解滤波之后得到的X偏振和Y偏振上的信号分别记为
Figure FDA0003492474730000048
和
Figure FDA0003492474730000049
则信道响应、偏振模色散和偏振串扰对信号的综合影响可以表达为：
Figure FDA00034924747300000410
式中，H(n)为信道矩阵，H(n)为信道矩阵，HXX(n)表示发射于X偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HXY(n)表示发射于X偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道，HYX(n)表示发射Y偏振，接收于X偏振的信号经历的信道，HYY(n)表示发射于Y偏振，接收于Y偏振的信号经历的信道。
Figure FDA0003492474730000051
为X偏振上发射的QAM数据点，
Figure FDA0003492474730000052
为Y偏振上发射的QAM数据点；使用已知训练序列对H(n)作一估计
Figure FDA0003492474730000053
则所发送正交振幅调制QAM数据信号以如下方式做解偏振与信道均衡：
Figure FDA0003492474730000054
式中，
Figure FDA0003492474730000055
为X偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，
Figure FDA0003492474730000056
为Y偏振所接收到的受到信道影响的QAM数据点，、
Figure FDA0003492474730000057
Figure FDA0003492474730000058
为对信道矩阵的估计值。
10.根据权利要求7所述的共享激光源的滤波器组多载波无源光网传输系统，其特征在于，在信道均衡后，需要补偿残余相位噪声；使用盲相位搜索补偿残余相位噪声：首先确定一个搜索的角度范围Arange，和一个搜索角度步长θstep，则测试相位的组数为
Figure FDA0003492474730000059
而相位测试组为：
Figure FDA00034924747300000510
令
Figure FDA00034924747300000511
则所估计相位噪声为：
Figure FDA00034924747300000512
式中，DD为根据星座点的欧氏距离对其进行硬判决，以该估计相位噪声恢复该码元的相位。
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