CN114498023A - 介质谐振器滤波天线、无线通信设备及无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本说明书实施例提供了一种介质谐振器滤波天线、无线通信设备及无线通信系统，天线包括：介质基板；形成于介质基板的上表面的接地板；形成于介质基板的下表面的馈电结构；设置于接地板上的介质谐振器；形成于接地板上的具有指定形状和尺寸的第一缝隙和第二缝隙；在馈电结构提供的射频信号经由第一缝隙和第二缝隙耦合至介质谐振器上时：第一缝隙产生的谐振信号与介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第一辐射零点，以限定天线的通带下限频率；第二缝隙产生的谐振信号与介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第二辐射零点，以限定天线的通带上限频率。本说明书实施例可降低介质谐振器滤波天线的结构复杂度和成本，且具有稳定的滤波特性和谐波抑制特性。

Description

介质谐振器滤波天线、无线通信设备及无线通信系统

技术领域

本说明书涉及无线通信技术领域，尤其是涉及一种介质谐振器滤波天线、无线通信设备及无线通信系统。

背景技术

随着无线通信技术的飞速发展，天线作为其关键部件，人们对其性能的要求愈加苛刻。近年来，介质谐振器天线(Dielectric resonator antenna，简称DRA)由于自身所具有的良好性能，在现代无线通信系统中的应用越来越广泛。为了实现滤波功能，现有的介质谐振器天线需要级联联滤波电路，或需要对介质谐振器进行镀金属、打孔等操作，以形成介质谐振器滤波天线。如此，增加了介质谐振器滤波天线的结构复杂度。

发明内容

本说明书实施例的目的在于提供一种介质谐振器滤波天线、无线通信设备及无线通信系统，以降低介质谐振器滤波天线的结构复杂度和成本。

为达到上述目的，一方面，本说明书实施例提供了一种介质谐振器滤波天线，包括：

介质基板；

形成于所述介质基板的上表面的接地板；

形成于所述介质基板的下表面的馈电结构；

设置于所述接地板上的介质谐振器；

形成于所述接地板上的具有指定形状和尺寸的第一缝隙和第二缝隙；在所述馈电结构提供的射频信号经由所述第一缝隙和所述第二缝隙耦合至所述介质谐振器上时：所述第一缝隙产生的谐振信号与所述介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第一辐射零点，以限定所述天线的通带下限频率；所述第二缝隙产生的谐振信号与所述介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第二辐射零点，以限定所述天线的通带上限频率。

本说明书一实施例中，所述天线还包括：

频率重构电路，用于调整所述第一缝隙产生的谐振信号及所述第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率。

本说明书一实施例中，所述频率重构电路包括：

第一直流电输入端，用于提供反向偏置直流信号；

多个并联的电容，其跨接于所述第二缝隙的内外两侧且相对于所述馈电结构的轴线对称，用于隔离所述反向偏置直流信号并耦合所述射频信号；

多个并联的第一变容二极管，其跨接于所述第二缝隙的内外两侧且相对于所述馈电结构的轴线对称，用于基于所述反向偏置直流信号的变化调整加载至所述第一缝隙和所述第二缝隙上的等效电容，以调整所述第一缝隙产生的谐振信号及所述第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率。

本说明书一实施例中，所述频率重构电路还包括：

第二直流电输入端，与所述第一直流电输入端共用直流信号接地端，用于提供正向偏置直流信号；

第二变容二极管，设置于所述馈电结构上，用于基于所述正向偏置直流信号的对所述第一变容二极管进行温度补偿。

本说明书一实施例中，所述多个第一变容二极管位于所述介质基板的下方，并通过金属过孔连接方式跨接于所述第二缝隙的内外两侧。

本说明书一实施例中，所述天线还包括：

形成于所述接地板上的第三缝隙，以用于实现所述馈电结构输入端的阻抗匹配。

本说明书一实施例中，所述第一缝隙为垂直于所述馈电结构的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

本说明书一实施例中，所述第二缝隙为矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

本说明书一实施例中，所述第三缝隙为具有敞口的矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

本说明书一实施例中，所述第二缝隙为具有敞口的矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称，所述敞口与所述馈电结构位置对应。

本说明书一实施例中，所述第三缝隙为垂直于所述馈电结构的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

本说明书一实施例中，所述馈电结构的两端的径向宽度小于其中部的径向宽度。

另一方面，本说明书实施例还提供了一种无线通信系统，所述无线通信系统配置有上述的介质谐振器滤波天线。

另一方面，本说明书实施例还提供了一种无线通信系统，所述无线通信系统包括上述的无线通信设备。

由以上本说明书实施例提供的技术方案可见，在本说明书实施例中，介质谐振器滤波天线的带通滤波是利用开设于接地板上的第一缝隙和第二缝隙实现的，既不用级联滤波电路，也不需要在介质谐振器上进行打孔、电镀等处理。如此，就实现了在具有带通滤波功能的同时，还降低了介质谐振器滤波天线的结构复杂度和实现成本。不仅如此，基于介质谐振器滤波天线的频率重构电路，还可以调整第一缝隙产生的谐振信号及第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率，以对应调整该天线的通带下限频率和通带上限频率，从而达到频率重构的目的，从而使该天线具有稳定的滤波特性和谐波抑制特性。

附图说明

为了更清楚地说明本说明书实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本说明书中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的结构分解示意图；

图2为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的接地板、缝隙及馈电结构的示意图；

图3为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的馈电结构的示意图；

图4为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的反射系数、增益的测试及仿真结果示意图；

图5为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的归一化测试及仿真二维方向示意图；

图6为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的天线总效率的测试结果示意图；

图7本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的结构分解示意图；

图8为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的接地板、缝隙及馈电结构的示意图；

图9为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的介质基板、缝隙及馈电结构的示意图；

图10为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的频率重构电路的直流信号走向示意图；

图11为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的反射系数的测试及仿真结果示意图；

图12为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的增益的测试及仿真结果示意图；

图13为本说明书提供的一些实施例中介质谐振器滤波天线的归一化测试及仿真二维方向示意图；

图14为本说明书提供的另一些实施例中介质谐振器滤波天线的天线总效率的测试结果示意图。

【附图标记说明】

100、介质谐振器；

200、接地板；

300、介质基板；

400、馈电结构；

G₁、第一缝隙；

G₂、第二缝隙；

G₃、第三缝隙；

U₁、第一直流电输入端；

U₂、第二直流电输入端；

V₁、V₂、第一变容二极管；

V₃、第二变容二极管；

R₁～R₄、隔离电阻；

1、4、5、8、9、12、短路钉；

2、3、6、7、10、11、连接孔。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本说明书中的技术方案，下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本说明书一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本说明书中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本说明书保护的范围。例如在下面描述中，在第一部件上方形成第二部件，可以包括第一部件和第二部件以直接接触方式形成的实施例，还可以包括第一部件和第二部件以非直接接触方式(即第一部件和第二部件之间还可以包括额外的部件)形成的实施例等。

而且，为了便于描述，本说明书一些实施例可以使用诸如“在…上方”、“在…之下”、“顶部”、“下方”等空间相对术语，以描述如实施例各附图所示的一个元件或部件与另一个(或另一些)元件或部件之间的关系。应当理解的是，除了附图中描述的方位之外，空间相对术语还旨在包括装置在使用或操作中的不同方位。例如若附图中的装置被翻转，则被描述为“在”其他元件或部件“下方”或“之下”的元件或部件，随后将被定位为“在”其他元件或部件“上方”或“之上”。

本说明书实施例涉及介质谐振器滤波天线，该介质谐振器滤波天线可应用于无线通信系统(例如卫星通信系统、移动通信系统、雷达系统等)的无线通信设备。其中，介质谐振器滤波天线是指具有滤波功能的介质谐振器天线，而介质谐振器天线即为基于介质谐振器的谐振式天线。为便于理解，下面先对介质谐振器的工作原理进行简要说明。

在电磁理论中，理想导体壁(电阻率为0)称为电壁。由谐振腔的理论可知，在电壁上，电场的切向分量和磁场的法相分量都为零，电磁波入射到电壁上将被完全反射回来，而没有透射波穿过电壁。因此，当用电壁构成一个封闭的腔体时，一旦有适当频率的电磁波入射到腔体中，电磁波将会在围成腔体的电壁上来回反射，从而在腔体内形成电磁驻波，即产生了电磁谐振。高介电常数(本说明书提及的介电常数是指相对介电常数)的介质界面可以近视看成磁壁(磁壁与电壁是对偶关系)，因此，磁壁构成的腔体也可作为谐振腔，即高介电常数的介质块也可以作为谐振腔。很显然，现实中没有介电常数趋于无穷大的介质材料，这意味着腔体内的电磁波不能完全振荡，必定会向外辐射。当介质谐振腔选择适当的介电常数时，谐振器就可以向外辐射足够的能量，从而形成天线(即形成介质谐振器天线)。

显然，介质谐振器天线主要依靠高介电常数材料构成的介质谐振器来向外辐射，相对于一般天线，介质谐振器天线由于没有金属损耗，因此具有辐射效率高的优点。不仅如此，介质谐振器天线还具有馈电方式灵活多样、对加工误差不敏感等优点。因而，在现代无线通信系统中，介质谐振器天线的应用越来越广泛。

在无线通信系统中，天线和滤波器是射频前端不可或缺的两个元件。天线和滤波器通常是作为两个元件单独设计的，然后将二者进行级联，从而形成介质谐振器滤波天线。例如，一些传统的介质谐振器滤波天线是在介质谐振器天线的馈电结构上通过级联滤波电路实现的。然而，这种方式不仅增加了天线的尺寸和结构复杂度，而且恶化了天线的性能(例如增加了插入损耗、降低了辐射效率等)。此外，另一些传统的介质谐振器滤波天线，虽然不级联滤波电路，但是需要在介质谐振器天线的介质谐振器上进行打孔、电镀等处理，以使之具有滤波功能。如此，增加了介质谐振器滤波天线的结构复杂度且成本较高。

有鉴于此，本说明书实施例提供了一种改进的介质谐振器滤波天线。参考图1所示，在本说明书一些实施例中，所述介质谐振器滤波天线可以包括介质谐振器100、接地板200、介质基板300和馈电结构400。其中，所述接地板200形成于所述介质基板300的上表面上；所述馈电结构400形成于所述介质基板300的下表面上；所述介质谐振器100设置于所述接地板200上。所述介质谐振器滤波天线还可以包括形成于所述接地板200上的具有指定形状和尺寸的第一缝隙G₁和第二缝隙G₂。第一缝隙G₁和第二缝隙G₂位于所述介质谐振器100与所述接地板200所围成的空间之内，即第一缝隙G₁和第二缝隙G₂被所述介质谐振器100所罩盖。

在实现本申请的过程中本申请的发明人发现：从天线发射角度而言，所述馈电结构400提供的射频信号可以在所述介质谐振器滤波天线上产生三个辐射模式：第一缝隙G₁谐振模式、第二缝隙G₂谐振模式和介质谐振器谐振模式。

具体而言，在所述接地板200的材质已确定的情况下，面对馈电结构400提供的已确定的射频信号(例如2.4GHz射频信号等)，当所述第一缝隙G₁为某种合适形状(例如条形缝或其他具有类似性质的缝隙，条形缝的谐振频率居于中间频带)时，其产生的谐振信号与所述介质谐振器100产生的谐振信号(对应低频部分)的远场辐射强度相同，但相位相反，从而会形成第一辐射零点(对应低频部分总辐射几乎为0)，因此所述第一缝隙G₁可以抑制所述介质谐振器100产生的谐振信号中的低频部分。当所述第一缝隙G₁为合适尺寸时，其可以抑制所述介质谐振器100产生的谐振信号中位于通带下限频率以下的部分。

类似的，在所述接地板200的材质已确定的情况下，面对馈电结构400提供的已确定的射频信号，当所述第二缝隙G₂为另一种合适形状(例如大致为反C形的缝隙或其他具有类似性质的缝隙，大致为反C形的缝隙的谐振频率居于低频频带和高频频带)时，其产生的谐振信号与所述介质谐振器100产生的谐振信号(对应高频部分)的远场辐射强度相同，但相位相反，从而会形成第二辐射零点(对应高频部分总辐射几乎为0)，因此所述第二缝隙G₂可以抑制所述介质谐振器100产生的谐振信号中的高频部分。当所述第二缝隙G₂为合适尺寸时，其可以抑制所述介质谐振器100产生的谐振信号中位于通带上限频率以上的部分。

因此，在所述馈电结构400提供的射频信号经由所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂耦合至所述介质谐振器100上时：所述第一缝隙G₁产生的谐振信号与所述介质谐振器100产生的谐振信号相叠加形成第一辐射零点，可以限定所述天线的通带下限频率；所述第二缝隙G₂产生的谐振信号与所述介质谐振器100产生的谐振信号相叠加形成第二辐射零点，可以限定所述天线的通带上限频率，从而使得所述介质谐振器滤波天线可实现带通滤波功能。

不仅如此，由于本说明书实施例的带通滤波是利用开设于所述接地板200上的第一缝隙G₁和第二缝隙G₂实现的，既不用级联滤波电路，也不需要在所述介质谐振器100上进行打孔、电镀等处理。如此，就实现了在具有带通滤波功能的同时，还降低了介质谐振器滤波天线的结构复杂度和实现成本。

在本说明书一些实施例中，当介质谐振器滤波天线用作发射天线时，所述介质谐振器100主要用来向外辐射电磁波。在图1所示的实施例中，所述介质谐振器100可以为具有下端开口的矩形空腔壳体，但是本领域人员可以理解，这里仅是举例说明，在其他实施例中，所述介质谐振器100还可以为其他任何合适形状的壳体结构(例如圆柱形壳体结构、半球形壳体结构等)，具体可以根据实际需要选择。为了提高介质谐振器滤波天线的辐射性能，所述介质谐振器100可以选用介电常数高、损耗低的介质材料(例如陶瓷、复合材料等)。在本说明书一实施例中，所述介质谐振器100可以通过诸如微机电系统(Micro-Electro-Mechanical System，MEMS)等工艺集成于所述接地板200上。

在本说明书一些实施例中，所述接地板200一般可以为敷设于所述介质基板300的金属层(例如铜层等)。所述接地板200与所述介质谐振器100相配合形成封闭的腔体，以用于实现所述介质谐振器100的谐振。在本说明书一实施例中，可以通过图形化等工艺在所述接地板200上开设所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂。所述介质基板300可以为印刷电路板(PCB)，其作为整个介质谐振器滤波天线中各元器件的承载平台。所述馈电结构400可以为扁平金属导线，以作为射频信号的传输通道，即所述馈电结构400可以通过所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂向所述介质谐振器100提供射频信号。

请继续参考图1所示，在本说明书一些实施例中，所述介质谐振器滤波天线还可以包括形成于所述接地板200上的第三缝隙G₃(第三缝隙G₃位于所述介质谐振器100与所述接地板200所围成的空间之外，即第三缝隙G₃未被介质谐振器100所罩盖，且相对于所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂，所述第三缝隙G₃距离所述馈电结构400更近)，以用于实现所述馈电结构400输入端的阻抗匹配，从而使得射频信号可以经由所述馈电结构400无反射地传输到负载(例如介质谐振器100等)。在本说明书的实施例中，在所述馈电结构400不变的情况下，当在所述接地板200上开设另一种合适形状的第三缝隙G₃时，相当于把电容与负载串联，从而可改变负载的阻抗值。因此，当所述第三缝隙G₃为合适尺寸时，负载的阻抗值可以与射频信号对应的信号源内阻相等或接近，从而实现阻抗匹配。

结合图2所示，在本说明书一些实施例中，所述第一缝隙G₁可以为垂直于所述馈电结构400的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构400的轴线对称。所述第二缝隙G₂可以为具有敞口的矩形环结构(大致呈反C形)，其相对于所述馈电结构的轴线对称，且所述敞口与所述馈电结构位置对应。所述第三缝隙G₃可以为垂直于所述馈电结构的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。如此，可以有利于在H面上(也就是yoz面)获得对称的辐射波束和方向图，以及减少交叉极化。

结合图3所示，在本说明书一些实施例中，所述馈电结构400的两端的径向宽度小于其中部的径向宽度。如此，可以使所述馈电结构400与所述第三缝隙G₃配合达到更好的阻抗匹配效果。

基于上述图1所示的介质谐振器滤波天线的结构，在本说明书一示例性实施例中，当所述介质谐振器滤波天线被设计在2.4GHz频段(即通带为2.4GHz)。经仿真和优化，所述介质谐振器滤波天线的各项参数可以如下：a＝30mm,H＝17mm,t＝0.813mm,L_g＝53mm,W_g＝70mm,l₁＝22mm,l₂＝35.5mm,l_a＝13.5mm,l₃＝16.5mm,l_f1＝6.5mm,l_f2＝31.7mm,l_f3＝10.05mm,p₁＝10.25mm,p₂＝9.8mm,p₃＝14.8mm,w_a＝2.7mm,w₀＝0.5mm,w_f1＝1.8mm,w_f2＝8.7mm,w_f3＝1.8mm,ε_rd＝10(介质谐振器的介电常数),ε_rs＝3.38(介质基板的介电常数)。其中，上述符号参数所指代的含义可以参见图1～图3所示。

图4中示出了基于上述各项参数的天线的反射系数、增益的测试及仿真结果。图4中的测试及仿真结果表明，天线的-10dB阻抗带宽达到18.5％(2.25GHz～2.7GHz)，通带增益达到了5.2dBi，带外抑制达到了17.3dB。从而验证了本说明书实施例的介质谐振器滤波天线不仅具有较好的增益，还具有较好的带外抑制能力。不仅如此，图5中示出了基于上述各项参数的天线的归一化的测试及仿真二维方向图。从图5中可以看出，在2.45GHz上，该天线还具有良好的边射特性。而且在天顶方向上(θ＝0°)，主极化对交叉极化的抑制也达到了20dB。此外，图6示出了基于上述各项参数的天线的天线总效率的测试结果。从图6中还可以看出，基于上述各项参数的天线在通带内的平均总效率达到了80％。

参考图7，在本说明书一些实施例中还提供了另外一种介质谐振器滤波天线，该介质谐振器滤波天线是对图1所示的介质谐振器滤波天线的进一步改进，以使该介质谐振器滤波天线在具有通带滤波的功能的同时，还有频率可重构(即频率调谐)的功能。鉴于目前6GHz以下的频谱变得拥挤，不同无线通信系统之间的干扰变得越来越严重，这些都严重限制了信道容量，由于该介质谐振器滤波天线具有频率可重构功能，从而使得该介质谐振器滤波天线的工作频段可以根据各频谱的闲忙情况自适应调整到空闲频带，以避免频谱阻塞。

请继续参考图7所示，与图1所示的介质谐振器滤波天线的主要不同之处在于，图1所示的介质谐振器滤波天线还包括频率重构电路。所述频率重构电路可以用于调整所述第一缝隙产生的谐振信号及所述第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率，以对应调整所述天线的通带下限频率和通带上限频率，进而达到频率重构的目的，从而使该天线具有稳定的滤波特性和谐波抑制特性。

如图7所示，在本说明书一些实施例中，所述频率重构电路可以包括：

第一直流电输入端U1，其可以用于提供反向偏置直流信号；

三个并联的电容C，其跨接于所述第二缝隙G₂的内外两侧且相对于所述馈电结构400的轴线对称，用于隔离所述反向偏置直流信号并耦合所述射频信号；三个并联的电容C的寄生电阻越小越好，以利于提高天线的辐射效率。在其他实施例中，根据需要可以适当调整电容的数量。

多个并联的第一变容二极管(V₁、V₂)，其跨接于所述第二缝隙G₂的内外两侧且相对于所述馈电结构400的轴线对称，用于基于所述反向偏置直流信号的变化调整加载至所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂上的等效电容，以调整所述第一缝隙G₁产生的谐振信号及所述第二缝隙G₂产生的谐振信号的谐振频率。在其他实施例中，根据需要可以适当调整第一变容二极管(V₁、V₂)的数量。

请继续参考图7所示，在本说明书另一些实施例中，所述频率重构电路还可以包括：

第二直流电输入端U₂，其与所述第一直流电输入端U₁共用直流信号接地端，用于提供正向偏置直流信号；

第二变容二极管V₃，其设置于所述馈电结构400上，用于基于所述正向偏置直流信号的对所述第一变容二极管(V₁、V₂)进行温度补偿，从而提高所述频率重构电路的频率稳定度。

在本说明书另一些实施例中，所述多个第一变容二极管(V₁、V₂)可位于所述介质基板300的下方，并可通过金属过孔连接方式跨接于所述第二缝隙G₂的内外两侧。将所述多个第一变容二极管(V₁、V₂)布设于所述介质基板300的下方，如此可以防止所述介质谐振器100对所述多个第一变容二极管(V₁、V₂)产生干涉。其中，金属过孔连接方式是指在第一变容二极管(V₁、V₂)的两端分别开设连接孔，并在所述第二缝隙G₂的内外两侧的对应位置也开设连接孔，在此基础上通过短路钉(例如图7中的小圆柱体，起连接导线作用)进行连接，从而实现将所述多个第一变容二极管(V₁、V₂)跨接于所述第二缝隙G₂的内外两侧。

结合图10所示，在第一直流电输入端U₁的激励下，反向偏置直流信号一个回路为：第一直流电输入端U₁→隔离电阻R₁→短路钉1→连接孔2→连接孔3→短路钉4→第一变容二极管V₁→短路钉5→连接孔6→连接孔11→短路钉12→隔离电阻R₂→直流接地端。反向偏置直流信号另一个回路为：第一直流电输入端U₁→隔离电阻R₁→短路钉1→连接孔2→连接孔3→连接孔7→短路钉8→第一变容二极管V₂→短路钉9→连接孔10→连接孔11→短路钉12→隔离电阻R₂→直流接地端。

如此，在第一直流电输入端U₁的激励下，第一变容二极管V₁和第一变容二极管V₂均反向导通。当反向偏置直流信号变化时，第一变容二极管V₁和第一变容二极管V₂可以基于所述反向偏置直流信号的变化，调整加载至所述第一缝隙G₁和所述第二缝隙G₂上的等效电容，进而实现调整所述第一缝隙G₁产生的谐振信号及所述第二缝隙G₂产生的谐振信号的谐振频率。

与此同时，在第二直流电输入端U₂的激励下，正向偏置直流信号的回路为：第二直流电输入端U₂→隔离电阻R₄→第二变容二极管V₃→隔离电阻R₃→直流接地端。如此，在第二直流电输入端U₂的激励下，第二变容二极管22正向导通，以便于根据所述正向偏置直流信号对所述第一变容二极管(V₁、V₂)进行温度补偿。

请继续参考图7所示，与图1所示的介质谐振器滤波天线的不同之处还包括：第二缝隙G₂为矩形环结构，且其相对于所述馈电结构400的轴线对称。所述第三缝隙G₃为大致呈反C形的结构(例如图7中的具有敞口的矩形环结构)，如此，可以实现天线的宽阻带特性，抑制天线的高阶模式。所述第三缝隙G₃可相对于所述馈电结构400的轴线对称。

基于上述图7所示的介质谐振器滤波天线的结构，在本说明书一示例性实施例中，当所述介质谐振器滤波天线被设计在2.4GHz频段(即通带为2.4GHz)。经仿真和优化，所述介质谐振器滤波天线的各项参数可以如下：a＝30mm,H＝17.5mm,t＝0.813mm,r＝0.2mm,L_g＝70mm,W_g＝80mm,l₁＝14mm,l₂＝38.5mm,l₃＝17mm,l_a＝9.5mm,l_b＝4mm,l_f1＝2.5mm,l_f2＝34.7mm,l_f3＝14mm,p₁＝7.25mm,p₂＝9.5mm,p₃＝18.25mm,w_a＝3mm,w_b＝2.5mm,w₀＝0.5mm,w_f1＝1.8mm,w_f2＝8.7mm,w_f3＝2mm,d₁＝1.4mm,d₂＝5.65mm,d₃＝0.38mm,d₄＝18.8mm,d₅＝16.8mm,d₆＝11.9mm,ε_rd＝10(介质谐振器的介电常数),ε_rs＝3.38(介质基板的介电常数)。其中，上述符号参数所指代的含义可以参见图7～图9所示。

图11和图12中分别示出了基于上述各项参数的天线的反射系数、增益的测试及仿真结果。图11和图12中所示的测试及仿真结果表明，天线的-10dB阻抗带宽达到27.7％(2.15GHz～2.84GHz)，且具有稳定的谐波抑制能力。在阻带3.2GHz～7.0GHz内，测试反射系数在-0.22到-0.65dB范围内波动，仿真结果在-0.06到-0.25dB范围内波动。在频率重构的过程中，带外抑制均高于16.1dB。从而验证了本说明书实施例的介质谐振器滤波天线不仅具有更高的增益，还具有更好的带外抑制能力。不仅如此，图13中示出了基于上述各项参数的天线的归一化的测试及仿真二维方向图。从图13中可以看出，在2.5GHz上，该天线还具有良好的边射特性。而且在天顶方向上(θ＝0°)，主极化对交叉极化的抑制也达到了20dB。此外，图14示出了基于上述各项参数的天线在三个状态下的天线总效率的测试结果。从图14中可以看出，在频率重构过程中，通带的平均效率高于78％，阻带的峰值效率低于4.5％，阻带平均效率低于1.8％。

由于天线的收发对称性(即天线的接收特性和发射特性是相同)，上述的介质谐振器滤波天线也可以作接收天线。

本说明书还提供了无线通信设备的实施例，在本说明书一些实施例中，所述无线通信设备可配置有上述的介质谐振器滤波天线。在一实施例中，所述无线通信设备可以为无线通信系统的基站设备等。在另一实施例中，所述无线通信设备例如还可以为用户终端设备。在一示例性实施例中，所述用户终端设备例如可以为台式电脑、平板电脑、笔记本电脑、智能手机、车载终端(例如车载雷达、车载导航)等。

本说明书还提供了无线通信系统的实施例，在本说明书一些实施例中，所述无线通信系统可配置有上述的无线通信设备。所述无线通信系统例如可以包括但不限于移动通信系统、定位导航系统、卫星通信系统、雷达系统和认知无线电(Cognitive Radio)通信系统等。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本说明书实施例的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。

Claims (14)

1.一种介质谐振器滤波天线，其特征在于，包括：

介质基板；

形成于所述介质基板的上表面的接地板；

形成于所述介质基板的下表面的馈电结构；

设置于所述接地板上的介质谐振器；

形成于所述接地板上的具有指定形状和尺寸的第一缝隙和第二缝隙；在所述馈电结构提供的射频信号经由所述第一缝隙和所述第二缝隙耦合至所述介质谐振器上时：所述第一缝隙产生的谐振信号与所述介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第一辐射零点，以限定所述天线的通带下限频率；所述第二缝隙产生的谐振信号与所述介质谐振器产生的谐振信号相叠加形成第二辐射零点，以限定所述天线的通带上限频率。

2.如权利要求1所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述天线还包括：

频率重构电路，用于调整所述第一缝隙产生的谐振信号及所述第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率。

3.如权利要求2所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述频率重构电路包括：

第一直流电输入端，用于提供反向偏置直流信号；

多个并联的电容，其跨接于所述第二缝隙的内外两侧且相对于所述馈电结构的轴线对称，用于隔离所述反向偏置直流信号并耦合所述射频信号；

多个并联的第一变容二极管，其跨接于所述第二缝隙的内外两侧且相对于所述馈电结构的轴线对称，用于基于所述反向偏置直流信号的变化调整加载至所述第一缝隙和所述第二缝隙上的等效电容，以调整所述第一缝隙产生的谐振信号及所述第二缝隙产生的谐振信号的谐振频率。

4.如权利要求3所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述频率重构电路还包括：

第二直流电输入端，与所述第一直流电输入端共用直流信号接地端，用于提供正向偏置直流信号；

第二变容二极管，设置于所述馈电结构上，用于基于所述正向偏置直流信号的对所述第一变容二极管进行温度补偿。

5.如权利要求3所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述多个第一变容二极管位于所述介质基板的下方，并通过金属过孔连接方式跨接于所述第二缝隙的内外两侧。

6.如权利要求1或2所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述天线还包括：

形成于所述接地板上的第三缝隙，以用于实现所述馈电结构输入端的阻抗匹配。

7.如权利要求1所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述第一缝隙为垂直于所述馈电结构的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

8.如权利要求2所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述第二缝隙为矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

9.如权利要求6所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述第三缝隙为具有敞口的矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

10.如权利要求1所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述第二缝隙为具有敞口的矩形环结构，且其相对于所述馈电结构的轴线对称，所述敞口与所述馈电结构位置对应。

11.如权利要求6所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述第三缝隙为垂直于所述馈电结构的轴线的条形缝，且其相对于所述馈电结构的轴线对称。

12.如权利要求1所述的介质谐振器滤波天线，其特征在于，所述馈电结构的两端的径向宽度小于其中部的径向宽度。

13.一种无线通信设备，其特征在于，所述无线通信设备配置有权利要求1-12任一项所述的介质谐振器滤波天线。

14.一种无线通信系统，其特征在于，所述无线通信系统包括权利要求13所述的无线通信设备。

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