CN114465862B - 一种降低ofdm信号峰均比值的方法、装置及存储介质 - Google Patents
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Abstract
一种降低OFDM信号峰均比值的方法、装置及存储介质，所述方法在信号接收端对信号的处理过程如下：对二进制数据进行BPSK调制，得到原始频域信号；对原始频域信号进行IFFT运算，并获取若干个备选时域信号；构造R个相位序列，将原始频域信号和第1个相位序列点乘，得到第一个备选时域信号
同时产生Q个中间向量；剩余的R‑1个备选时域信号为：
式中的pr,1、…、pr,Q‑1分别表示第r个相位序列中的第1个、…、第Q个元素；计算所有备选时域信号的峰均比值，从中选出峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号进行传输。本发明方法可以大幅度减少时域备选信号计算过程的计算量。
Description
技术领域
本发明属于信号处理技术领域，尤指涉及一种降低采用QPSK调制的OFDM信号的峰均比值的方法、降峰均比装置及存储介质。
背景技术
由于具有高频谱效率、抗多径衰落、信道均衡计算复杂度低等优点，OFDM技术已被如4G蜂窝移动通信系统，802.15.4g标准、中国低压电力线宽带载波通信标准等诸多宽带通信系统及标准采纳使用。但OFDM信号的高峰均比对功率放大器的线性度要求提出了较高要求，会带来硬件成本增加、电池能量利用效率降低等问题，因此降峰均比技术一直是OFDM系统的关键技术之一。
目前OFDM系统的降峰均比技术主要有三大类：信号失真类技术，编码类技术和多信号及概率类技术。其中，信号失真类技术是在信号通过功率放大器之前对其直接进行限幅滤波来实现峰均比值的降低。编码类技术是通过寻找具有良好峰均比性能的冗余编码码组，并从中选择峰均比最小的信号来进行发送。多信号及概率类技术一般采用两种方式来降低信号峰均比，一种方式是产生一定数量的备选信号，然后选择峰均比值(PAPR)最小的信号进行发送；另一种方式是通过相位移动，增加峰值消除载波、或星座图改变等方式对信号进行修改，并通过参数的优化选择来最小化PAPR值的信号进行发送。以上几种技术虽然具有较好的降峰均比性能，但计算量较大，尤其是编码类技术和多信号及概率类技术，计算复杂度以非线性方式随着子载波数量的增加而快速增加，高计算复杂度增加了计算时间和耗电量，极大降低了这些技术的实际应用价值。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低复杂度的针对采用BPSK调制技术的OFDM发射信号的降低峰均比值的方法、降峰均比装置及存储介质。
为了实现上述目的，本发明采取如下的技术解决方案：
一种降低OFDM信号的峰均比值的方法，在信号接收端，信号的处理过程如下：
S1-1、对二进制数据进行BPSK调制，得到原始频域信号；
S1-2、对原始频域信号进行IFFT运算，并获取若干个备选时域信号；
构造R个相位序列，第1个备选时域信号按以下方法产生：将原始频域信号和第1个相位序列P0点乘，得到第一个备选时域信号
同时产生Q个中间向量：IDFT(X 0)＝λ0,IDFT(X 1)＝λ1,...,IDFT(X Q-1)＝λQ-1，λ0、λ1、…、λQ-1分别表示第1个、第2个、…、第Q个中间向量；
剩余的R-1个备选时域信号按以下公式计算：
第r个备选时域信号
式中的pr,1、…、pr,Q-1分别表示第r个相位序列中的第1个、…、第Q个元素，r＝0,1,…,R-1；
S1-3、计算所有备选时域信号的峰均比值，从中选出峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号进行传输。
进一步的，所述R个相位序列为：P＝[P0,P1,…,PR-1]，
其中的向量
j为虚数符号，每个向量的元素数值均具有周期性且周期值为Q，R＝2Q-1，N为OFDM信号的子载波数量。
进一步的，在信号接收端，得到经信道均衡后的接收频域信号后，采用以下方法对接收信号进行处理：
接收频域子信号
式中的Wi为信道均衡后的噪声，
为发送频域子信号；
对于i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
Δ1的确定步骤如下：
S2-1、对i＝1,3,…,Q-1时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵C中每个元素之间的距离的平方disi,k,v，k＝0,1,…,N/Q-1：
disi,k,v＝(Yi+k(Q-1)-Cv)2,v＝0,...,3，
矩阵
S2-2、分别计算dis_mini,k,0和dis_mini,k,1；
dis_mini,k,0＝min([disi,k,0,disi,k,1])，dis_mini,k,1＝min([disi,k,2,disi,k,3])；
S2-3、分别计算dis_min_addi,0和dis_min_addi,1；
S2-4、
S2-5、将i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ1，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号；
对于i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
Δ2的确定步骤如下：
S3-1、对i＝2,4,…,Q-2时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵
中每个元素之间的距离的平方disi,k,v'：
矩阵
S3-2、分别计算dis_mini,k,0'和dis_mini,k,1'；
dis_mini,k,0'＝min([disi,k,0',disi,k,1'])，dis_mini,k,1'＝min([disi,k,2',disi,k,3'])；
S3-3、分别计算dis_min_addi,0'和dis_min_addi,1'；
S3-5、将i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ2，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
进一步的，发送频域子信号
X(i)表示原始频域信号中的第i个元素，以此类推，X(i+Q-1)表示原始频域信号中的第i+Q-1个元素，X(N-Q+i)表示原始频域信号中的第N-Q+i个元素。
本发明还提供了一种用于OFDM信号的降峰均比装置，包括：第一信号处理单元、信号发送单元、第二信号处理单元及信号接收单元；
第一信号处理单元，用于对二进制数据进行BPSK调制，以得到原始频域信号；
第一信号处理单元，还用于构造相位序列，对原始频域信号进行IFFT运算，并获取若干备选时域信号；
第一信号处理单元，还用于计算所有备选时域信号的峰均比值，并从中选出峰均比值最小的备选时域信号。
信号发送单元，用于将峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号传输出去；
信号接收单元，用于从传输信道接收由信号发送单元发送的信号；
第二信号处理单元，用于将信号接收单元接收到的接收信号恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
进一步的，所述第二信号处理单元还用于对接收频域子信号采用盲检测机制来恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
本发明还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行如前述的方法步骤。
由以上技术方案可知，本发明针对采用BPSK调制技术的OFDM系统，在信号发送端，针对和BPSK频域信号进行点乘的相位序列引入特殊的设计方案，以将备选时域信号的计算过程简化为一些中间向量值的线性相加，除了第一个备选时域信号进行了一次完整的IFFT计算过程外，其他备选时域信号的计算过程都等价简化为第一个信号的IFFT的蝶形快速计算过程所伴随产生的Q个中间向量值的线性相加，从而大幅度降低了计算量及计算复杂度，理论分析和仿真结果表明，本发明方法在降低了计算量和计算复杂度的情况下，给BPSK调制的OFDM信号提供了较好的降峰均比性能。在优选的技术方案中，在信号接收端通过盲检测机制可以准确检测出发送信号所使用的相位序号具体值，无需进行边带信息的发送，较现有的降峰均比方法综合性能更优。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做简单介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统的SLM降峰均比值法在信号发射端的信号处理流程图；
图2为本发明方法在信号发射端的信号处理流程图；
图3为传统的SLM方法和本发明方法的降峰均比性能曲线仿真图；
图4为本发明实施例降峰均比装置的框图。
具体实施方式
为了让本发明的上述和其它目的、特征及优点能更明显，下文特举本发明实施例，并配合所附图示，做详细说明如下。
BPSK调制是OFDM系统常用的一种调制技术，其作为一种低阶调制技术，接收端可以在较低的信噪比情况下实现对该信号的正确接收，因此成为了OFDM信号在远距离通信时最常选择的调制方案。
在基于BPSK调制的OFDM信号的产生过程中，计算量主要集中在将频域信号变换至时域的计算过程，即如下离散逆傅里叶变换过程(以下简称IDFT)：
其中，X＝[X(0),X(1),...,X(N-1)]表示原始频域信号，x＝[x(0),x(1),...,x(N-1)]表示和原始频域信号对应的时域信号，k＝0,1,…,N，N为OFDM信号中子载波的数量，IDFT(X)表示离散逆傅里叶变换结果。
为了降低IDFT的计算量，Inverse Fast Fourier Transform(快速傅里叶逆变换，以下简称IFFT)算法利用递归计算的思想，将长序列的IDFT逐次分解为较短序列的IDFT，从而让时域信号x(k)的计算复杂度从O(N2)减低至
水平。虽然IFFT算法可以有效降低信号从频域变换至时域的计算量，但在N值较大的情况下，计算量仍处于一个较高水平。
SLM(选择性映射)技术是目前已知的一种降低OFDM信号峰均比值的技术手段，如图1所示(图1中的符号
表示两个向量的点乘运算)，传统的SLM降峰均比值法在信号发射端的信号处理流程如下：将二进制数据流(Binary data)经过星座映射(Constellationmapping)后，得到原始频域信号X，将原始频域信号X与R(R＝2r)个相位序列P＝[P0,P1,…,PR-1]分别进行点乘，产生R个备选频域信号，然后对这些备选频域信号分别进行IFFT运算，最后从运算结果中选择峰均比值最小的作为OFDM信号进行传输。
传统的SLM方法为了使接收端能够正确解调出原始频域信号，发送端需要将发送信号所对应的相位序列信息一起发送到接收端，即需要携带r个比特的边带信息，由于需要采用比数据信息更多的编码冗余性来保护这些信息的传输，这会降低信号的信息传输效率。而且，为获取更好的降峰均比性能，需要增加相位序列的数量，从而发送端需要进行的IFFT运算次数也相应增加，使得计算复杂度随着R的数值线性增加。基于此，本发明拟从减少备选时域信号的产生过程中IFFT的运算次数来对现有SLM方法进行改进，以实现低计算复杂度和避免携带边带信息。
对于采用BPSK调制技术的包含N个子载波的OFDM信号，N＝2K，K为一个正整数，本发明所采用的R个相位序列的表达式如下：
这R个相位序列的元素数值满足以下两个条件：
1)
其中，j为虚数符号，j2＝-1；
2)每个向量的元素数值都具有周期性且其周期值为Q，Q＝2q,q≥1，即
[pr,0,pr,1,...,pr,Q-1]＝[pr,Q,pr,Q+1,...,pr,2Q-1]＝...＝[pr,N-Q,pr,Q+1,...,pr,N-1]，r＝0,…,R，且R和Q之间的关系满足：R＝2Q-1。
IFFT算法具有蝶形快速计算的特性，N点的IDFT运算可以分拆为2个N/2点的IFFT运算，N/2点的IFFT运算可以分拆为2个N/4的IDFT运算，以此类推，则有以下结论：
结论1：对于原始频域信号X＝[X(0),X(1),...,X(N-1)]，在离散逆傅里叶变换过程中，对IDFT(X)的IFFT递推计算可以伴随产生如下Q(
q为正整数)个中间向量：IDFT(X 0),IDFT(X 1),...,IDFT(X Q-1)，其中，
且这Q个中间向量的和等于离散逆傅里叶变换结果IDFT(X)，即：
结论2：对于满足前述条件的频域信号，
所对应的
满足：
下面结合图2，对本发明方法进行说明，本发明方法的步骤如下：
在信号发射端，信号的处理过程如下：
S1-1、对二进制数据进行BPSK调制，得到原始频域信号X＝[X(0),X(1),...,X(N-1)]；
S1-2、对原始频域信号X进行IFFT运算，并获取若干个备选时域信号；
第1个备选时域信号按以下方法产生：将原始频域信号X和第1个相位序列P0点乘，得到第一个备选时域信号
P0＝[1,1,…,1]，则
第一个备选时域信号的产生过程中，即原始频域信号X进行IFFT运算时会产生Q个中间向量：IDFT(X 0)＝λ0,IDFT(X 1)＝λ1,...,IDFT(X Q-1)＝λQ-1，λ0、λ1、…、λQ-1分别表示第1个、第2个、…、第Q个中间向量；
剩余的R-1个备选时域信号按以下公式计算：
第r个备选时域信号
式中的r＝0,1,…,R-1，pr,1、…、pr,Q-1分别表示第r个相位序列中的第1个、…、第Q个元素；
S1-3、计算所有备选时域信号的峰均比值，从中选出峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号进行传输。峰均比值的计算方法为常规方法，不是本发明的创新之处，在此不做赘述。
从信号发送端的信号处理流程可以看出，本发明采用新设计的相位序列，在相位序列满足特定条件的情况下，除了第一个备选时域信号进行了一次完整的IFFT计算过程外，其他备选时域信号的计算过程都等价简化为第一个备选时域信号的IFFT的蝶形快速计算过程所伴随产生的Q个中间向量值的线性相加，而不是每个备选时域信号都要进行IFFT运算，从而大幅度降低了计算复杂度。
为了减少所携带的边带信息，优选的，本发明在信号接收端采用盲检测机制来检测出发送信号所使用的相位序号具体值，从而恢复出和原始频域信号对应的接收信号。在信号接收端，信号的处理过程如下：
信号接收端接收信号，经过信道均衡后得到的接收频域信号为Y＝[Y(0),Y(1),...,Y(N-1)]，接收频域子信号
和发送频域子信号
之间的关系如下：
对于i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
采用基于最小距离原则来进行盲检测，即采用基于最小距离原则来判断Δ1的具体数值：
S2-1、对于i＝1,3,…,Q-1时的各接收频域子信号
对每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵C中每个元素之间的距离的平方disi,k,v，k＝0,1,…,N/Q-1：
disi,k,v＝(Yi+k(Q-1)-Cv)2,v＝0,...,3，Cv为矩阵C中的第v个元素，
矩阵
S2-2、分别计算dis_mini,k,0和dis_mini,k,1；
dis_mini,k,0＝min([disi,k,0,disi,k,1])，dis_mini,k,1＝min([disi,k,2,disi,k,3])，min([.])表示取最小值运算；
S2-3、分别计算dis_min_addi,0和dis_min_addi,1；
S2-4、Δ1的具体数值的判决机制为：
S2-5、信号接收端按照常规的接收信号处理方法完成星座点集合的判决后，对于i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
将
乘以系数1/Δ1，等价恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号；信号接收端的接收信号处理过程中星座点集合的判决前的步骤均为常规步骤，是本领域的公知常识，不是本发明的创新之处，此处不再赘叙；
对于i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
对Δ2的具体数值的盲检测过程如下：
S3-1、对于i＝2,4,…,Q-2时的各接收频域子信号
对每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵
中每个元素之间的距离的平方disi,k,v'，k＝0,1,…,N/Q-1：
矩阵
S3-2、分别计算dis_mini,k,0'和dis_mini,k,1'；
dis_mini,k,0'＝min([disi,k,0',disi,k,1'])，dis_mini,k,1'＝min([disi,k,2',disi,k,3'])；
S3-3、分别计算dis_min_addi,0'和dis_min_addi,1'；
S3-4、Δ2的具体数值的判决机制为：
S3-5、信号接收端在按照常规的接收信号处理方法完成星座点集合的判决后，对于i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
将
乘以系数1/Δ2，等价恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
本发明对传统的SLM方法进行了改进，对于子载波数量为N的OFDM信号，传统SLM方法完成一次IFFT运算分别需要进行
次复数乘法和
次复数加法，因此产生R个备选信号需要
次复数乘法和
次复数加法。而本发明方法产生相同数量的备选信号，虽然所需的复数乘法数量为
但在复数加法数量方面，可以通过优化计算过程，避免重复计算，来最小化
计算过程所需的加法数量。例如：
先计算中间向量0和中间向量1之间的组合数值，即
所需复数加法数量为2×N；
接着计算
和中间向量2之间的组合数值，即
所需复数加法数量为4×N；
重复前述类似计算步骤，直至计算出和中间向量Q-1之间的组合数值，则得到的R＝2Q-1个长度为N的向量即为对应的R个备选信号的数值，最后一步所需的复数加法数量为2Q-1×N。
从而完成
整个计算过程的复数加法总数量为num_add＝21×N+22×N+...+2Q-1×N＝2(2Q-1-1)N＝(R-2)N，则所需的复数加法数量为
从而可以看出，本发明方法除了第一个备选时域信号外，将其余备选时域信号的计算过程从计算量较大的IFFT运算等价简化为数量较少的Q个已知中间向量的线性相加，计算复杂度降大幅度降低。以N＝2048，R＝128，Q＝8为例，传统SLM方法需要
次复数乘法和
次复数加法；而本发明方法仅需要乘法数量
次复数乘法和
次复数加法，本发明方法的乘法次数只有传统SLM方法的5.49％，加法次数只有传统SLM方法的9.73％。
下面通过仿真实验来验证本发明方法的降峰均比效果。使用时域互补累积分布函数(CCDF)来描述信号峰均比值(PAPR)的分布情况，其数学计算式为Pr(PAPR＞z)＝1-Pr(PAPR≤z)。图3为信号子载波数量N＝2048且采用BPSK调制技术时，基于标准的Hadamard矩阵且使用其前R＝128个向量作为相位序列时，本发明方法和传统SLM方法的降峰均比性能曲线图。从图3可以看出，在产生相同数量的备选信号的情况下，本发明方法的降峰均比值性能和传统的采用Hadamard矩阵的SLM方法相当，仅在10-4处相差约0.3个dB，但本发明方法的计算复杂度低，且无需携带7个比特的边带信息，综合性能明显优于传统SLM方法。
下述为本申请装置实施例，可以用于执行本申请方法实施例。对于本申请装置实施例中未披露的细节，请参照本申请方法实施例。
如图4所示，其示出了本申请一个示例性实施例提供的用于OFDM信号的降峰均比装置的结构框图。该装置可以通过软件、硬件或者两者的结合实现。用于OFDM信号的降峰均比装置包括第一信号处理单元、信号发送单元、第二信号处理单元及信号接收单元。
第一信号处理单元，用于对二进制数据进行BPSK调制，以得到原始频域信号；
第一信号处理单元，还用于构造相位序列，对原始频域信号X进行IFFT运算，并获取备选时域信号；
第一信号处理单元，还用于计算所有备选时域信号的峰均比值，并从中选出峰均比值最小的备选时域信号。
信号发送单元，用于将峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号传输出去。
信号接收单元，用于从传输信道接收由信号发送单元发送的信号；
第二信号处理单元，用于将信号接收单元接收到的接收信号恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
在一个或多个可能的实施例中，第二信号处理单元，还用于对接收频域子信号采用盲检测机制来恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
需要说明的是，上述实施例提供的装置在执行前述降低峰均比值方法时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的用于OFDM信号的降峰均比装置与降低OFDM信号的峰均比值的方法实施例属于同一构思，其体现实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
本申请实施例还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质可以存储有多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行如上述图2所示实施例的方法步骤，具体执行过程可以参见图2所示实施例的具体说明，在此不进行赘述。
本实施例的构思和图2的方法实施例相同，其带来的技术效果也相同，具体过程可参照图2实施例的描述，此处不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽范围。
Claims (9)
1.一种降低OFDM信号峰均比值的方法，其特征在于：
在信号发射端，信号的处理过程如下：
S1-1、对二进制数据进行BPSK调制，得到原始频域信号；
S1-2、对原始频域信号进行IFFT运算，并获取若干个备选时域信号；
构造R个相位序列，第1个备选时域信号按以下方法产生：将原始频域信号和第1个相位序列P0点乘，得到第一个备选时域信号
同时产生Q个中间向量：IDFT(X0)＝λ0,IDFT(X1)＝λ1,...,IDFT(XQ-1)＝λQ-1，λ0、λ1、…、λQ-1分别表示第1个、第2个、…、第Q个中间向量，
X(i)表示原始频域信号中的第i个元素，以此类推，X(i+Q)表示原始频域信号中的第i+Q个元素，X(N-Q+i)表示原始频域信号中的第N-Q+i个元素；
剩余的R-1个备选时域信号按以下公式计算：
第r个备选时域信号
式中的pr,1、…、pr,Q-1分别表示第r个相位序列中的第1个、…、第Q个元素，r＝0,1,…,R-1；
S1-3、计算所有备选时域信号的峰均比值，从中选出峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号进行传输。
2.如权利要求1所述的降低OFDM信号峰均比值的方法，其特征在于：所述R个相位序列为：P＝[P0,P1,…,PR-1]，
其中的向量
j为虚数符号，每个向量的元素数值均具有周期性且周期值为Q，R＝2Q-1，N为OFDM信号的子载波数量。
3.如权利要求1所述的降低OFDM信号峰均比值的方法，其特征在于：在信号接收端，得到经信道均衡后的接收频域信号后，采用以下方法对接收信号进行处理：
接收频域子信号
式中的Wi为信道均衡后的噪声，
为发送频域子信号；
对于i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
Δ1的确定步骤如下：
S2-1、对i＝1,3,…,Q-1时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵C中每个元素之间的距离的平方disi,k,v，k＝0,1,…,N/Q-1：
disi,k,v＝(Yi+k(Q-1)-Cv)2,v＝0,...,3，
矩阵
S2-2、分别计算dis_mini,k,0和dis_mini,k,1；
dis_mini,k,0＝min([disi,k,0,disi,k,1])，dis_mini,k,1＝min([disi,k,2,disi,k,3])；
S2-3、分别计算dis_min_addi,0和dis_min_addi,1；
S2-4、
S2-5、将i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ1，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号；
对于i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
Δ2的确定步骤如下：
S3-1、对i＝2,4,…,Q-2时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵
中每个元素之间的距离的平方disi,k,v'：
矩阵
S3-2、分别计算dis_mini,k,0'和dis_mini,k,1'；
dis_mini,k,0'＝min([disi,k,0',disi,k,1'])，dis_mini,k,1'＝min([disi,k,2',disi,k,3'])；
S3-3、分别计算dis_min_addi,0'和dis_min_addi,1'；
S3-4、
S3-5、将i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ2，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
4.如权利要求3所述的降低OFDM信号峰均比值的方法，其特征在于：发送频域子信号
5.一种用于OFDM信号的降峰均比装置，其特征在于，包括：第一信号处理单元、信号发送单元、第二信号处理单元及信号接收单元；
第一信号处理单元，用于对二进制数据进行BPSK调制，以得到原始频域信号；
第一信号处理单元，还用于构造相位序列，对原始频域信号进行IFFT运算，并获取若干备选时域信号，第一信号处理单元按如下步骤获取备选时域信号：构造R个相位序列，
第1个备选时域信号按以下方法产生：将原始频域信号和第1个相位序列P0点乘，得到第一个备选时域信号
同时产生Q个中间向量：IDFT(X0)＝λ0,IDFT(X1)＝λ1,...,IDFT(XQ-1)＝λQ-1，λ0、λ1、…、λQ-1分别表示第1个、第2个、…、第Q个中间向量，
X(i)表示原始频域信号中的第i个元素，以此类推，X(i+Q)表示原始频域信号中的第i+Q个元素，X(N-Q+i)表示原始频域信号中的第N-Q+i个元素；
剩余的R-1个备选时域信号按以下公式计算：
第r个备选时域信号
式中的pr,1、…、pr,Q-1分别表示第r个相位序列中的第1个、…、第Q个元素，r＝0,1,…,R-1；
第一信号处理单元，还用于计算所有备选时域信号的峰均比值，并从中选出峰均比值最小的备选时域信号；
信号发送单元，用于将峰均比值最小的备选时域信号作为发射信号传输出去；
信号接收单元，用于从传输信道接收由信号发送单元发送的信号；
第二信号处理单元，用于将信号接收单元接收到的接收信号恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
6.如权利要求5所述的用于OFDM信号的降峰均比装置，其特征在于：所述相位序列P＝[P0,P1,…,PR-1]，其中的第r个相位序列
向量
j为虚数符号，每个向量的元素数值均具有周期性且周期值为Q，R＝2Q-1，N为OFDM信号的子载波数量。
7.如权利要求5所述的用于OFDM信号的降峰均比装置，其特征在于：所述第二信号处理单元还用于对接收频域子信号采用盲检测机制来恢复至采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
8.如权利要求7所述的用于OFDM信号的降峰均比装置，其特征在于：所述第二信号处理单元对接收信号的处理过程如下：
接收频域子信号
式中的Wi为信道均衡后的噪声，
为发送频域子信号；
对于i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
Δ1的确定步骤如下：
S2-1、对i＝1,3,…,Q-1时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵C中每个元素之间的距离的平方disi,k,v，k＝0,1,…,N/Q-1：
disi,k,v＝(Yi+k(Q-1)-Cv)2,v＝0,...,3，
矩阵
S2-2、分别计算dis_mini,k,0和dis_mini,k,1；
dis_mini,k,0＝min([disi,k,0,disi,k,1])，dis_mini,k,1＝min([disi,k,2,disi,k,3])；
S2-3、分别计算dis_min_addi,0和dis_min_addi,1；
S2-4、
S2-5、将i＝1,3,…,Q-1时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ1，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号；
对于i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
Δ2的确定步骤如下：
S3-1、对i＝2,4,…,Q-2时的每一个接收频域子信号，逐个计算该接收频域子信号的每个元素Yi+k(Q-1)和矩阵
中每个元素之间的距离的平方disi,k,v'：
矩阵
S3-2、分别计算dis_mini,k,0'和dis_mini,k,1'；
dis_mini,k,0'＝min([disi,k,0',disi,k,1'])，dis_mini,k,1'＝min([disi,k,2',disi,k,3'])；
S3-3、分别计算dis_min_addi,0'和dis_min_addi,1'；
S3-4、
S3-5、将i＝2,4,…,Q-2时的接收频域子信号
乘以系数1/Δ2，得到采用BPSK调制星座的原始频域信号的接收信号。
9.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有多条指令，所述指令适于由处理器加载并执行如权利要求1～4任意一项的方法步骤。
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|---|---|---|---|---|
| KR20080104880A (ko) * | 2007-05-29 | 2008-12-03 | 재단법인서울대학교산학협력재단 | 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 최대전력 대평균전력의 비를 줄이기 위한 방법 |
| CN113206813A (zh) * | 2021-04-08 | 2021-08-03 | 大连海事大学 | 一种基于改进选择映射法的ofdm系统峰均比抑制方法 |
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| MIMO-OFDM系统中基于循环移位和信号联合的改进SLM算法;胡武君;《通信学报》;第36卷(第4期);全文 * |
| 低轨卫星通信中OFDM系统的PAPR抑制方法;高时汉等;《长江信息通信》(第11期);全文 * |
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