CN114448108A - 相位自适应无线充电方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了相位自适应无线充电方法，发射端控制方法为：采样逆变器的输出电流和输出电压，比较相位差，得到第一结果；根据第一结果控制发射端补偿电容的控制电压，以调节电容值；接收端控制方法为：采样整流器输入电流和输入电压，比较相位差，得到第二结果；根据第二结果，控制接收端补偿电容的控制电压，以调节电容值；发射端补偿电容和接收端补偿电容的电容值和接收端补偿电容的电容值，均随各自的控制电压的变化而变化。在无线充电过程中，当元件的参数发生变化时，会导致电流和电压相位变化，影响无线充电工作，本申请的方法可以据电压、电流的相位差通过调节补偿电容使系统保持谐振状态稳定运行。

Description

相位自适应无线充电方法
技术领域
本发明涉及无线充电领域，尤其涉及一种相位自适应无线充电方法。
背景技术
无线充电是一种非接触式的能量传输方式，可实现能源的安全、高效利用，特别是采用无线充电的电动汽车可以有效支撑车辆的全程无人化操作，是新能源汽车发展的重要方向。谐振耦合式无线充电系统在理想条件下在较远的传输距离下仍可以保持较高的输出功率和效率。然而，无线充电的实际应用场景充满了变化，如发射线圈和接收线圈之间的空间错位或移动、工作温度的变化、负载变化等等。另外，为了获得最佳的性能，无线充电系统要求谐振网络必须工作在一个精确谐振点，这意味着必须使用高精度的电感和电容来满足这些要求。然而，由于组成材料的特性和当前工艺条件的制约，高精度的元件不仅非常昂贵，甚至在不考虑成本的情况下仍然无法满足要求。以上原因都会使无线充电时谐振点产生漂移，导致充电效率下降，甚至无法充电。所有这些因素，从外部使用环境到内部元件的制约，都成为了无线充电技术实际应用的阻碍。
发明内容
本发明提供一种相位自适应无线充电方法，能够根据相位的变化自适应调节谐振状态。
相位自适应无线充电方法，包括发射端控制方法和接收端控制方法，其中所述发射端控制方法为：采样逆变器的输出电流If和输出电压U1，并比较二者的相位差，得到第一结果；发射端通信控制器根据所述第一结果，通过发射端调节电路控制发射端补偿电容的控制电压，以调节电容值；所述接收端控制方法为：采样整流器输入电流Ig和输入电压U2，并比较二者的相位差，得到第二结果；接收端通信控制器根据所述第二结果，通过接收端调节电路控制接收端补偿电容的控制电压，以调节电容值；其中，所述发射端补偿电容包括：发射第一补偿电容和发射端第二补偿电容；所述接收端补偿电容包括：收端第一补偿电容和接收端第二补偿电容；所述发射端补偿电容和所述接收端补偿电容的电容值和接收端补偿电容的电容值，均随各自的控制电压的变化而变化。
优选的，第一结果中，输出电流If和输出电压U1的相位差为0°或小于预设误差值时，保持发射端第一补偿电容、发射端第二补偿电容的容值不变；在第一结果中，当输出电流If相位超前输出电压U1，相位差大于0°且大于预设误差值时，减小发射端第一补偿电容的电容值；若在将发射端第一补偿电容的电容值降至最低后，电流If相位仍超前电压U1，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值，则将发射端第一补偿电容的电容值恢复至减小前，并减少发射端第二补偿电容的电容值；在第一结果中，当输出电压U1相位超前输出电流If，相位差大于0°且大于预设误差值时，增加发射端第一补偿电容的电容值；若在发射端第一补偿电容的电容值增至最高，且输出电压U1相位仍超前输出电流If，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值时，则将发射端第一补偿电容的电容值恢复至增加前，并增加发射端第二补偿电容的电容值。
优选的，在第二结果中，输入电流Ig和输入电压U2的相位差为0°或小于预设误差值时，保持接收端第一补偿电容、接收端第二补偿电容的容值不变；在第二结果中，当输入电流Ig相位超前输入电压U2，相位差大于0°且大于预设误差值时，减小接收端第一补偿电容的电容值；若在将接收端第一补偿电容的电容值降至最低后，输入电流Ig相位仍超前输入电压U2，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值，则将接收端第一补偿电容的电容值恢复至减小前，并减少接收端第二补偿电容的电容值；在第二结果中，当输出电压U1相位超前输入电流Ig，相位差大于0°且大于预设误差值时，增加接收端第一补偿电容的电容值；若在接收端第一补偿电容的电容值增至最高，且输出电压U1相位仍超前输入电流Ig，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值时，则将接收端第一补偿电容的电容值恢复至增加前，并增加接收端第二补偿电容的电容值。
优选的，所述发射端补偿电容和所述接收端补偿电容均为压控电容，且电容值连续可调。
在无线充电过程中，当元件的参数发生变化时，会导致电流和电压相位变化，影响无线充电工作，本申请的方法可以据电压、电流的相位差通过调节补偿电容使系统保持谐振状态稳定运行。
附图说明
图1为本发明相位自适应无线充电方法的流程框图；
图2为本发明相位自适应无线充电方法对应系统的结构示意图；
图3为本发明相位自适应无线充电方法对应系统的部分电路拓扑图；
图4为本发明相位自适应无线充电方法对应系统中容值可调补偿电容的示意图。
附图标记：
电源11、逆变器12、发射线圈13、发射端补偿网络14、发射端采样电路15、发射端调节电路16、发射端通信控制器17、发射端驱动电路18、滤波器21、整流器22、接收线圈23、接收端补偿网络24、接收端采样电路25、接收端调节电路26、接收端通信控制器27、接收端驱动电路28、保护电路29、发射端第一补偿电容141、发射端第二补偿电容142、发射端补偿电感143、接收端第一补偿电容241、接收端第二补偿电容242、接收端补偿电感243、第一开关S1、第二开关S2。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
本发明公开一种相位自适应无线充电方法，该方法能够对发射端的逆变器12的输出电流If和输出电压U1的相位差进行自适应调节，也能对接收端的采样整流器22输入电流Ig和输入电压U2的相位差进行自适应调节。
参见图1，采集(或者也可以叫采样)逆变器12的输出电流If和输出电压U1，并比较二者的相位差，得到第一结果；这里采集功能的实现可以是发射端采样电路15，具体的下文会对整体结构进行说明。
发射端通信控制器17根据所述第一结果，通过发射端调节电路16控制发射端补偿电容的控制电压，以调节电容值。
所述接收端控制方法为：
采样整流器22输入电流Ig和输入电压U2，并比较二者的相位差，得到第二结果；这里采集功能的实现可以是接收端采样电路25，具体的下文会对整体结构进行说明。
接收端通信控制器27根据所述第二结果，通过接收端调节电路26控制接收端补偿电容的控制电压，以调节电容值。
其中，发射端补偿电容包括：发射第一补偿电容141和发射端第二补偿电容142；所述接收端补偿电容包括：收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242；所述发射端补偿电容和所述接收端补偿电容的电容值和接收端补偿电容的电容值，均随各自的控制电压的变化而变化。
为了方便理解，下面对无线充电系统的结构进行说明。该系统包括发射端和接收端。
发射端包括电源11、逆变器12、发射线圈13和发射端补偿网络14。逆变器12的输入端与外部电源11连接，该电源11可以是直流供电电源，也可以是交流供电电源，在使用交流供电电源时，会先经过整流设备处理，再连接逆变器12。逆变器12的输出端经过发射端补偿网络14后与发射线圈13相连接。
对应的接收端包括了负载、滤波器21、整流器22(也称整流变换器22)、接收线圈23和接收端补偿网络24。接收端的接收线圈23与接收端补偿网络24连接后，再与整流器22和滤波器21相连接，滤波器21与负载连接。
电源11提供直流电时，外部的直流输入经过逆变器12转换成高频交流电，再经发射端补偿网络14输入到发射线圈13产生一定频率的交变磁场，接收线圈23感应到磁场后产生感应交流电，交流电经接收端补偿网络24传输到整流器22，由整流器22转换为直流电，直流电经滤波器21过滤交流成分后，再传送给负载为负载充电，这里的负载一般是指电池。当电源11提供交流电时，外部输入交流电，发射端的逆变器12的前级需增加一个整流设备，输入的交流电经过整流设备的整流电路及功率因数调整后由交流电转换为直流电，再输入到逆变器12的输入端。
上述发射端补偿网络14和接收端补偿网络24(以下统称为两个补偿网络)，都具有容值可调补偿电容，即这两个补偿网络中的补偿电容，都是可以调容值大小的。通过容值可调补偿电容，根据不同工况调节电容值，以提高无线充电的自适应能力。具体调节的方式下文具体说明。
除了上述结构以外，发射端还包括：发射端采样电路15、发射端调节电路16和发射端通信控制器17。在一些实施例中，还具有发射端驱动电路18。
发射端采样电路15连接在所述逆变器12的输出侧，可以采样逆变器12的输出电压U1和输出电流If。发射端调节电路16连接发射端补偿网络14。发射端通信控制器17，分别与发射端采样电路15、发射端调节电路16连接，他们之间的连接可以是通过导线连接，也可以是无线连接的，发射端通信控制器17，可以分别与发射端采样电路15、发射端调节电路16通信即可。
发射端采样电路15将采样到的逆变器12输出的电压和电流信号传输给发射端通信控制器17，发射端通信控制器17可以根据这个信号生成控制指令，并向发射端调节电路16发送控制指令，使发射端调节电路16对发射端补偿网络14中的容值可调补偿电容进行电容值调节。需要注意的是发射端通信控制器17并非只根据发射端采样电路15提供的信号生成控制指令，例如下文会提及其与接收端通信控制器27也会有信号联通，控制指令也会受接收端通信控制器27信号的影响。
发射端驱动电路18连接发射端通信控制器17，也连接逆变器12，发射端通信控制器17向发射端驱动电路18发送控制指令，使发射端驱动电路18驱动逆变器12工作。
接收端还包括：接收端采样电路25、接收端调节电路26、接收端通信控制器27。在一些实施例中还包括接收端驱动电路28和保护电路29等。
接收端采样电路25具有彼此独立的两部分，第一部分连接在整流器22的输入侧，第二部分连接负载的输入侧。这里具体的位置并不做限制，例如第二部分可以采样滤波器21之前，也可以是滤波器21之后。
第一部分采样整流器22的输入电压U2和输入电流Ig，第二部分采样负载的输入电压(充电电压)和输入电流(充电电流)。
接收端调节电路26，连接接收端补偿网络24；接收端通信控制器27分别与所述接收端采样电路25、接收端调节电路26连接。同上，这里可以是有线连接，也可以是无线连接。
接收端采样电路25将两部分采样到的信号传输给接收端通信控制器27，接收端通信控制器27可以根据这个信号生成控制指令，并向接收端调节电路26发送控制指令，使接收端调节电路26对接收端补偿网络24中的容值可调补偿电容进行电容值调节。需要注意的是接收端通信控制器27并非只根据接收端采样电路25提供的信号生成控制指令，因为接收端通信控制器27和发射端通信控制器17信号联通，一般是无线通信。
接收端驱动电路28与接收端通信控制器27联通，控制整流器22将交流转换为直流。保护电路29配合两个开关实现对接收端的保护，这两个开关分别为第一开关S1和第二开关S2。
保护电路连接接收端通信控制器27，保护电路29控制第一开关S1和第二开关S2的通断状态，并将通断状态对应的空载故障信号发送给接收端通信控制器27。第一开关S1连接在所述接收端调节电路26和容值可调补偿电容之间，能够及时切断接收端调节电路26对接收端补偿网络24中的可调补偿电容的直流电压。第一开关S1的数量和接收端补偿网络24中的可调补偿电容的数量相同，如图2中，其具有两个。第二开关S2设置在负载之前，以保证能及时切断对负载的充电动作。
发射端补偿网络14具有：发射端第一补偿电容141、发射端第二补偿电容142和发射端补偿电感143；接收端补偿网络24具有：接收端第一补偿电容241、接收端第二补偿电容242和接收端补偿电感243。
发射端补偿网络14和接收端补偿网络24均为LCC型补偿网络，它们具有相同的结构。即都具有两个补偿电容和一个补偿电感。发射端第一补偿电容141、发射端第二补偿电容142、接收端第一补偿电容241、接收端第二补偿电容242也就是上述的容值可调补偿电容。
在发射端侧，发射端补偿网络14和发射线圈13组成发射谐振网络，具体电路结构如图2和图3所示。逆变器12的输出端A连接到发射端补偿电感143的一端，发射端补偿电感143的另一端分别连接两处——发射端第一补偿电容141的一端和发射端第二补偿电容142的一端相连；发射端第二补偿电容142的另一端与发射线圈13的一端相连，发射端第一补偿电容141的另一端与发射线圈13的另一端连接，该连接点再连接到逆变器12的输出端B。
在接收端侧，接收端补偿网络24和接收线圈23组成接收谐振网络，具体电路结构如图2和图3所示。接收线圈23的一端与接收端第二补偿电容242的一端相连，接收端第二补偿电容242的另一端分别连接两处——接收端第一补偿电容241的一端和接收端补偿电感243的一端相连，接收端补偿电感243的另一端与整流器22的输入端a连接，接收端第一补偿电容241的另一端与接收线圈23的另一端连接，该连接点再连接到整流器22的输入端b。
发射谐振网络和接收谐振网络处于谐振状态时的谐振频率f0为：
Figure BDA0003486746710000081
其中，Lf0是所述发射端补偿电感143在谐振状态下的电感值；
Lp0是发射线圈13在谐振状态下的电感值；
Cf0是发射端第一补偿电容141在谐振状态下的电容值；
Cp0是发射端第二补偿电容142在谐振状态下的电容值；
Lg0是接收端补偿电感243在谐振状态下的电感值；
Ls0是接收线圈23在谐振状态下的电感值；
Cg0是接收端第一补偿电容241在谐振状态下的电容值；
Cs0是接收端第二补偿电容242在谐振状态下的电容值。
以U1为AB两点之间的电压，即为逆变器12的输出电压U1，将输出电压U1作为参考相位，并用以下公式表示：
U1＝U1∠0°……公式(2)
对于发射端和接收端双侧采用LCC补偿网络结构，并且双侧谐振网络满足谐振状态条件时，以U2为CD两点之间的电压，即整流器22的输入电压U2，根据双侧LCC补偿网络的特性，则输入电压U2落后输出U1的相位90°，即：
U2＝U2∠-90°……公式(3)
同样，根据双侧LCC补偿网络的特性，可以非常容易地获得逆变器12的输出电流If、整流器22的输入电流Ig和逆变器12的输出电压U1之间的关系：
Figure BDA0003486746710000091
Figure BDA0003486746710000092
也可以获得无线充电系统的输出功率P的公式：
Figure BDA0003486746710000093
其中，RL为负载的等效电阻；M是发射线圈13和接收线圈23之间的互感值。
由公式(5)可以看出，对于确定的无线充电系统，即补偿电感、谐振频率及发射线圈13和接收线圈23的互感M均已经固定的情况下，在谐振状态下发射端和接收端的阻抗特性呈现纯阻性，接收端的整流器22的输入电流Ig由逆变器的输出电压U1确定，与负载的等效电阻RL无关，整流器22的输入可以看作为一个压控恒流源。
无线充电系统进行功率传输时，发射端采样电路15采样逆变器12的输出电压U1和输出电流If；接收端采样电路25采样整流器22的输入电压U2和输入电流Ig，以及接收端的负载的充电电压、充电电流。当接收端通信控制器27获得给负载充电的充电电压或充电电流给定值指令后，与接收端采样电路25获得的充电电压、充电电流作比较，由接收端通信控制器27根据输入电压U2和输入电流Ig控制接收端驱动电路28的PWM驱动信号的占空比或移相角，在将输入的交流电转换为直流电的同时，调整整流器22的输出，即负载的充电电压和充电电流，以满足指令。由公式(5)可以看出，通过调整逆变器12的输出电压U1可以控制整流器22的输入电流Ig，而电压U1取决于逆变器12的输入电压，即电源11的输出电压。接收端通信控制器27在控制整流器22的同时，根据给定电压和电流计算出发射端逆变器输出电流If的目标定值，并通过接收端通信控制器27传递给发射端通信控制器17。发射端通信控制器17控制逆变器12的驱动电路发出的PWM信号的占空比或移相角，将输入的直流电转换为频率为f0的交流电，并根据发射端采样电路15采样的逆变器12输出电压U1和输出电流If，调节电源11的输出电压，即调节逆变器12的输入电压，控制逆变器12的输出电流If，从而获得整流器22所需的输入电流Ig，并向接收端传送所需的输出功率P。
在实际的应用场合中，存在诸多因素，如环境、工作模式等的变化可能引起谐振网络中元件参数产生漂移，特别是发射线圈13和接收线圈23以及补偿电感，它们受电路温度的影响较大，会导致电感值随温度变化而变化。而由于它们的电感值发生变化，无线充电谐振频率发生偏移，从而偏离谐振状态，并引起传输效率和传输功率下降，使系统电能变换的开关损耗增加，甚至可能出现设备损坏等问题。
为克服上述不足，就需要使用到本申请相位自适应无线充电方法，调节容值可调补偿电容，使系统保持以谐振状态稳定运行。根据公式(2)-(5)可知，在发射谐振网络和接收谐振网络处于谐振状态时，逆变器12的输出电流If与输出电压U1同相，整流器22的输入电流Ig与输入电压U2同相。因此，在无线功率传输过程中当元件的参数发生变化的调整方法包括：
1.在发射端，由发射端采样电路15采样逆变器12的输出电流If和输出电压U1，并比较输出电流If和输出电压U1的相位差(完成比较工作的可以是发射端通信控制器17，也可以是独立的比较单元)，由发射端通信控制器17根据相位差，通过发射端调节电路16持续控制发射端第一补偿电容141和发射端第二补偿电容142控制端的控制电压(这里的控制电压，可以是下文会提到的电压源V的电压Vc)。
1.1当相位差为0°或小于预设误差值时，发射端通信控制器17控制保持发射端第一补偿电容141、发射端第二补偿电容142的容值不变。
1.2当输出电流If相位超前输出电压U1，相位差大于0°且大于预设误差值时，发射谐振网络偏容性，发射端通信控制器17逐步减少发射端第一补偿电容141的电容值，使输出电流If超前输出电压U1的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使发射谐振网络回复到谐振状态；如输出电流If和输出电压U1没有以预设的趋势变化，则将发射端第一补偿电容141恢复到变化前的电容值，发射端通信控制器17逐步减少发射端第二补偿电容142的电容值，使输出电流If超前输出电压U1的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态；
1.3当输出电压U1相位超前输出电流If，相位差大于0°且大于预设误差值时，发射谐振网络偏感性，发射端通信控制器17逐步增加发射端第一补偿电容141的电容值，使输出电压U1超前输出电流If的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态；如输出电压U1和输出电流If没有以预设的趋势变化，则将发射端第一补偿电容141恢复到变化前的电容值，发射端通信控制器17逐步增加发射端第二补偿电容142的电容值，使输出电压U1超前输出电流If的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态。
2.在接收端侧，由接收端采样电路25采样整流器22输入电流Ig和输入电压U2，并比较输入电流Ig和输入电压U2的相位差，由接收端通信控制器27根据相位差，通过接收端调节电路26持续控制接收端第一补偿电容241和第二补偿242的控制端的控制电压(这里的控制电压，可以是下文会提到的电压源V的电压Vc)。
2.1当相位差为0°或小于预设误差值时，接收端通信控制器27控制保持接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242的容值不变。
2.2当输入电流Ig相位超前输入电压U2，相位差大于0°且大于预设误差值时，接收谐振网络偏容性，接收端通信控制器27逐步减少接收端第一补偿电容241的电容值，使输入电流Ig超前输入电压U2的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态；如输入电流Ig和输入电压U2没有以预设的趋势变化，则将接收端第一补偿电容241恢复到变化前的电容值，接收端通信控制器27逐步减少接收端第二补偿电容242的电容值，使输入电流Ig超前输入电压U2的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态。
2.3当输入电压U2相位超前输入电流Ig，相位差大于0°且大于预设误差值时，接收谐振网络偏感性，接收端通信控制器27逐步增加接收端第一补偿电容241的电容值，使输入电压U2超前输入电流Ig的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态；如输入电压U2和输入电流Ig没有以预设的趋势变化，则将第一补偿电容241恢复到变化前的电容值，接收端通信控制器27逐步增加接收端第二补偿电容242的电容值，使输入电压U2超前输入电流Ig的相位差逐步减小，直至减小到0°或小于预设误差值，使谐振电路回复到谐振状态。
上述提到的预设误差值包括系统允许的误差，也可以在此基础上包括一个微小的调整值，在包括该调整值后允许谐振网络偏弱感性，即上文中的输入电流Ig相位从与输入电压U2相位同步变化为略微滞后一定角度(输出电流If相位从与输出电压U1相位同步变化为略微滞后一定角度)，以满足逆变器12或整流器22软开关的工作条件。所谓的软开关是指功率开关管在关断和开通过程中电流或电压为零，这样可以降低开关损耗和电磁干扰。
无线充电系统要实现上述调节并要实现最高效率的能量传输，需要谐振网络以一个精确的谐振频率运行，发射端补偿网络、接收端补偿网络和发射线圈、接收线圈的电感值和电容值必须满足公式(1)，这意味着必须使用高精度的电感器和电容器来维持这些要求。然而由于这些元件在生产制造过程中不可能做到完全精确，电容的容值一般会有±0.5％至±20％的偏差，线圈的绕制工艺更加复杂，安装环境中存在的金属的影响、安装条件的限制，以及电路中所包含的杂散电感和电容等因素导致谐振网络总的参数偏差更大，从而使谐振频率偏离设定的工作频率。而根据相关研究的数据，补偿网络中某个元件10％的变化将导致显著的增益和效率下降，使系统无法正常工作。
为克服上述问题，发射端和接收端设置容值可调补偿电容，也就是发射端第一补偿电容141、发射端第二补偿电容142、接收端第一补偿电容241、接收端第二补偿电容242，它们采用压控可调电容。下文为了方便说明，将他们统称为补偿电容。
压控可调电容通过调节电路控制其控制输入端的直流电压大小而控制其电容值的大小，直流电压越大，电容值越小，反之，直流电压越小，电容值越大；当直流电压为0时，电容值最大。当无线充电工作时，将容值可调补偿电容的电容值初始值分别设置为Cp0、Cs0、Cf0、Cg0，以满足系统以谐振频率f0运行的目的。
当无线充电系统的发射端或接收端安装完成后，测量发射线圈13、接收线圈23及发射端补偿电感143、接收端补偿电感243的电感值，当其中的一个或多个电感偏离谐振状态对应的电感值时，通过调节一个或多个补偿电容的电容值，使系统可以以谐振频率f0工作在谐振状态，并在工作中保持谐振频率不变。以下是补偿电容几种情况的调节方法：
第一种，以Lp0为发射线圈13在谐振状态对应的电感值(预定电感值)，当检测到发射线圈13的电感值偏离谐振状态的电感值时，以Lp1为变化后的发射线圈13的电感值(也就是检测到的当前电感值)，并且Lp1与Lp0的偏差值(Lp1-Lp0或Lp0-Lp1)大于误差值，则根据公式(1)，当无线充电工作时，将发射端第二补偿电容142的电容值设置为新值Cp1，即从原来的Cp0设置为Cp1，新的电容值具体为
Figure BDA0003486746710000141
第二种，以Ls0为接收线圈23在谐振状态对应的电感值(预定电感值)，当检测到接收线圈23的电感值偏离谐振状态的电感值时，以Ls1为变化后的接收线圈电感值(也就是检测到的当前电感值)，并且Ls1与Ls0的偏差值(Ls1-Ls0或Ls0-Ls1)大于误差值，则根据公式(1)，当无线充电工作时，将接收端第二补偿电容242的电容值设置为新值Cs1，即从原来的Cs0设置为Cs1，新的电容值具体为
Figure BDA0003486746710000151
第三种，以Lf0为发射端补偿电感143在谐振状态对应的电感值(预定电感值)，当检测到发射端补偿电感143的电感值偏离谐振状态的电感值时，以Lf1为变化后的电感值(也就是检测到的当前电感值)，并且Lf1与Lf0的偏差值(Lf1-Lf0或Lf0-Lf1)大于误差值，则根据公式(1)，当无线充电工作时，将发射端第一补偿电容141和发射端第二补偿电容142分别设置为新值Cf1和Cp1，即从原来的Cf0设置为Cf1，从原来的Cp0设置为Cp1，新的电容值具体为
Figure BDA0003486746710000152
Figure BDA0003486746710000153
需要注意公式(10)和公式(7)是在两种不同的状态下，对发射端第二补偿电容142的两种不同的调节方式。
第四种，以Lg0为接收端补偿电感243在谐振状态对应的电感值(预定电感值)，当检测到接收端补偿电感243的电感值偏离谐振状态的电感值时，以Lg1为变化后的补偿电感的电感值(也就是检测到的当前电感值)，并且Lg1与Lg0的偏差值(Lg1-Lg0或Lg0-Lg1)大于误差值，则根据公式(1)，当无线充电工作时，将接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242分别设置为新值Cg1和Cs1，即从原来的Cg0设置为Cg1，从原来的Cs0设置为Cs1，新的电容值具体为
Figure BDA0003486746710000161
Figure BDA0003486746710000162
需要注意公式(12)和公式(8)是在两种不同的状态下，对接收端第二补偿电容242的两种不同的调节方式。
在以公式(1)确定谐振网络中的元件参数，并且通过调节补偿元件(容值可调补偿电容)参数的偏差后，无线充电系统在工作时理论上可以处于谐振状态。
对于无线充电系统而言，发射线圈13和接收线圈23之间的互感M对线圈之间的位置偏差和距离变化非常敏感，而互感M的变化会直接影响系统的输出功率、效率等性能指标。因此现有无线充电技术对的线圈之间定位精度和传输距离要求很高，但这实际上限制了无线充电系统的可工作范围，降低了无线充电技术的使用体验性。为克服上述不足，扩大系统互感M的变化范围，本申请还可以调节谐振频率以补偿互感M变化。以M1为无线充电系统正常工作范围内允许的最小互感值，对应的系统输出功率为P1，对应的频率为最小谐振频率为f1；假设实际充电时因线圈之间偏差变大，或者距离变大，使线圈之间的互感下降而超出正常工作范围，以M2作为变化后的互感值(即此时无法完成无线充电)，以k为互感值的变化系数，且k<1，则M2＝k˙M1。当无线充电系统的互感从M1下降到M2时，根据公式(6)，此时在相同的输出电压U1的情况下输出功率也会下降，这样无法满足系统正常工作的要求。为补偿输出功率的下降，在无线充电系统启动前，在可调节范围内将容值可调补偿电容的容值进行调节，从而将无线充电系统的最小谐振频率从f1调整到为f2，令f2＝k˙f1，具体的需要将发射端第一补偿电容141的电容值调整为：
Figure BDA0003486746710000171
接收端第一补偿电容241的电容值调整为：
Figure BDA0003486746710000172
发射端第二补偿电容142的电容值分别调整为：
Figure BDA0003486746710000173
接收端第二补偿电容242的电容值分别调整为：
Figure BDA0003486746710000174
在负载电阻RL和电压U1不变的情况下输出功率将恢复到互感下降前的状态，即为P1，相当于系统重新满足正常工作的要求。
以下以一个实际无线充电系统为例子，该系统的正常工作时的最小谐振频率f1＝85khz，发射端和接收端的参数具体配置如下表1。
表1
Figure BDA0003486746710000175
假设线圈之间的互感值比正常工作允许的最小互感值下降了5％,即k＝0.95，根据上述方法调整补偿电容的容值，将谐振频率变化为正常工作的0.95，即将频率调整为f2＝80.75kHz，具体的谐振网络的线圈和补偿元件的参数配置如下表2：
表2
Figure BDA0003486746710000181
上表2中容值可变补偿电容的电容值调整为新值，谐振频率相应的变化为80.75kHz，当以表2的参数工作时，无线充电系统输出功率将恢复到最小互感值M1对应的系统输出功率P1。
由双侧LCC补偿网络结构的特性可知，接收端的输出电流呈现电流源特性，接收端的负载可以短路，不能开路。但是在实际充电过程中难免会出现无法意料的情况，比如为电动汽车充电时，车辆出现移动的情况，或者负载因负载保护而被负载管理系统断开等等，都有可能造成接收端空载的情况。由于发射端和接收端之间没有物理连接，如不采用保护措施，会导致接收端的损坏。现有技术主要是通过发射端和接收端之间的无线通信，由发射端切断能量的发送。而基于双侧通信信息交互可能会有延迟，并且无线通信存在可靠性问题，仍有较大可能因为动作不及时而出现接收端损坏的情况。
为克服上述不足，本申请中设置保护电路29、第一开关S1和第二开关S2，通过他们对接收端进行保护。
第一开关S1有两路开关触点，一路连接在调节电路26与接收端第一补偿电容241之间，另一路在调节电路26和接收端第二补偿电容242之间。第二开关S2连接在整流器22的输出两端。
结合公式(1)中对各字母含义的说明，当接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242的控制电压为0时，它们有最大电容值Cgmax和Csmax，当它们控制端的控制电压为最大值时，它们有最小电容值Cgmin和Csmin，则Csmin<Cs0<Csmax和Cgmin<Cg0<Cgmax，并且Csmax与Cs0、Cgmax与Cs0之间有较大差异。当控制电压为0时，有最大电容值Csmax和Cgmax，此时发射端和接收端的谐振状态被破坏，发射端停止向接收端的能量传输。
在无线充电开始前，开关S1闭合，接收端调节电路26在接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242的输入端加载控制信号，同理发射端调节电路16在发射端第一补偿电容141和发射端第二补偿电容142的输入端加载控制信号。该控制信号一般是直流电压的变化。
将上述四个容值可变补偿电容的电容值分别设置为预设的电容值，此时可以随时开始进行无线充电，并且保证发射端和接收端可以处于谐振状态。当无线充电开始时，继续控制容值可变补偿电容的电容值，接收端的谐振特性不会改变，发射端和接收端之间开始以谐振状态传递电能。
当无线充电过程中，接收端的负载侧出现空载的情况，接收端第一补偿电容241两端的电压会瞬间上升，当电压增大超过预设电压，开关S1断开，接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242的控制输入端电压为0(失去控制信号)，电容值分别变化为Csmax和Cgmax，接收谐振网络的谐振参数发生改变，发射端和接收端之间不再处于谐振状态，接收端无法继续接收发射端发射过来的能量。当接收端第一补偿电容241两端的电压超过预设电压的同时，开关S2也同时接通，整流器22输出两端被连接起来，即整流器22的输出被短路，从而阻止接收端电流持续增大。
同时接收端通信控制器27将空载故障的信息发送到发射端通信控制器17，使发射端关断电源11的输出，停止向接收端传递能量。与现有技术不同，通过上述设置，整流器22的输出被短路，接收端与发射端之间的谐振状态被破坏，即使在发射端因为通信延时或中断而没有及时切断供电的情况下也可以保护接收端和负载不被损坏。
作为一个示例，保护电路29、第一开关S1和第二开关S2组成一个整体工作，保护电路29会向第一开关S1和第二开关S2输出对应的信号。具体的在保护电路29中，包括稳压二极管和开关管及相关电路等。
当无线充电开始时，保护电路29采样接收端第一补偿电容241和接收端第二补偿电容242两端的电压，可以通过隔离电路进行采样。采样的电压分别加载在稳压二极管的两端，在接收端第一补偿电容241两端的电压处于正常状态下，该保护电路输出信号使第一开关S1闭合；使第二开关S2断开。当接收端第一补偿电容两端241或接收端第二补偿电容两端242的电压升高超过预设电压，稳压二极管因过压而动作，该电路使第一开关S1断开，使第二开关S2接通。
以上是对保护电路29对第一开关S1和第二开关S2控制的简单说明，其是本领域技术人员知晓的方法，因此不再赘述。
下面对两个补偿网络(发射端补偿网络14和接收端补偿网络24)中的补偿电容(上文以说明补偿电容作为统称的具体含义)。
现有技术实现电容值的可调一般是采用多个电容并联构成一个电容矩阵，每一个电容都配置一个开关，通过开关切换电容的组合变化。采用电容矩阵其电容值调整的是不连续的，开关控制很难获得所需的电容值；切换电容矩阵的电路结构比较复杂，体积也较大；谐振电路中的电流较大、电压较高，通过开关在高电压或大电流时直接通断相当于硬开关，切换过程中会产生电磁干扰和高损耗，因此在实际使用中还存在一定的问题。
本申请可以实现电容值的连续调节，相对电容矩阵结构电路也更为简单，体积也较小，具体电路结构见图4。上述补偿电容的结构相同，因此统一采用图4中的示意，图4中涉及到的两个电容等零部件，组成一个补偿电容，也就是说，图4中是一个补偿电容的具体方案。为了方便理解，将图4中两个电容，分别称为甲电容X、乙电容Y。他们组成的补偿电容，称为压控可调电容。
任意一个容值可调补偿电容由甲电容X和乙电容Y串联形成，还包括直流偏置电路，其与甲电容并联。直流偏置电路包括串联的电压源V和电阻R；电压源V的电压值可调。
甲电容X两端通过电阻R连接一个电压源V，其电压为Vc，随着Vc的升高，电容相应地下降。Vc作为电压源的电压值，也就是直流偏置电路的电压值，也可称为直流偏置电压Vc。
优选的，甲电容X采用多层陶瓷电容器实现，特别是X7R介质的电容器。由于介电材料是陶瓷材料，这种电容器可以在无线充电的高频率下使用。多层陶瓷电容的电容值可以随直流偏置电路的电压(简称直流偏置电压)的变化而变化的。
乙电容Y则与甲电容X不同，它是对直流偏置不敏感的电容，其在电路中的作用是隔绝直流流过。整个电路结构等效于一个容值可调补偿电容，作为补偿电容的连接端子为m和n，总电容值C的容值是由甲电容X和乙电容Y的串联电容确定，即C＝(Cx+Cy)/(Cx·Cy)，Cx是甲电容X的电容值，Cy是乙电容Y的电容值。其中Cy取值远大于Cx，因此补偿电容的总电容值C更接近于Cx。在对于这个补偿电容，由直流偏置电路改变甲电容X两端的直流偏置电压Vc可以获得不同的等效电容值，从而实现通过电压控制连续调节电容值，电压源V的两端则有供接收端调节电路26或发射端调节电路16连接的调节端口，以接收控制信号调节电压，实现对补偿电容的电容值的调节。
以上依据图式所示的实施例详细说明了本发明的构造、特征及作用效果，以上所述仅为本发明的较佳实施例，但本发明不以图面所示限定实施范围，凡是依照本发明的构想所作的改变，或修改为等同变化的等效实施例，仍未超出说明书与图示所涵盖的精神时，均应在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.相位自适应无线充电方法，其特征在于，包括发射端控制方法和接收端控制方法，其中所述发射端控制方法为：
采样逆变器(12)的输出电流If和输出电压U1，并比较二者的相位差，得到第一结果；
发射端通信控制器(17)根据所述第一结果，通过发射端调节电路(16)控制发射端补偿电容的控制电压，以调节电容值；
所述接收端控制方法为：
采样整流器(22)输入电流Ig和输入电压U2，并比较二者的相位差，得到第二结果；
接收端通信控制器(27)根据所述第二结果，通过接收端调节电路(26)控制接收端补偿电容的控制电压，以调节电容值；
其中，所述发射端补偿电容包括：发射第一补偿电容(141)和发射端第二补偿电容(142)；所述接收端补偿电容包括：收端第一补偿电容(241)和接收端第二补偿电容(242)；所述发射端补偿电容和所述接收端补偿电容的电容值和接收端补偿电容的电容值，均随各自的控制电压的变化而变化。
2.根据权利要求1所述的相位自适应无线充电方法，其特征在于，
在第一结果中，输出电流If和输出电压U1的相位差为0°或小于预设误差值时，保持发射端第一补偿电容(141)、发射端第二补偿电容(142)的容值不变；
在第一结果中，当输出电流If相位超前输出电压U1，相位差大于0°且大于预设误差值时，减小发射端第一补偿电容(141)的电容值；若在将发射端第一补偿电容(141)的电容值降至最低后，电流If相位仍超前电压U1，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值，则将发射端第一补偿电容(141)的电容值恢复至减小前，并减少发射端第二补偿电容(142)的电容值；
在第一结果中，当输出电压U1相位超前输出电流If，相位差大于0°且大于预设误差值时，增加发射端第一补偿电容(141)的电容值；若在发射端第一补偿电容(141)的电容值增至最高，且输出电压U1相位仍超前输出电流If，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值时，则将发射端第一补偿电容(141)的电容值恢复至增加前，并增加发射端第二补偿电容(142)的电容值。
3.根据权利要求1所述的相位自适应无线充电方法，其特征在于，
在第二结果中，输入电流Ig和输入电压U2的相位差为0°或小于预设误差值时，保持接收端第一补偿电容(241)、接收端第二补偿电容(242)的容值不变；
在第二结果中，当输入电流Ig相位超前输入电压U2，相位差大于0°且大于预设误差值时，减小接收端第一补偿电容(241)的电容值；若在将接收端第一补偿电容(241)的电容值降至最低后，输入电流Ig相位仍超前输入电压U2，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值，则将接收端第一补偿电容(241)的电容值恢复至减小前，并减少接收端第二补偿电容(242)的电容值；
在第二结果中，当输出电压U1相位超前输入电流Ig，相位差大于0°且大于预设误差值时，增加接收端第一补偿电容(241)的电容值；若在接收端第一补偿电容(241)的电容值增至最高，且输出电压U1相位仍超前输入电流Ig，相位差仍大于0°且仍大于预设误差值时，则将接收端第一补偿电容(241)的电容值恢复至增加前，并增加接收端第二补偿电容(242)的电容值。
4.根据权利要求1所述的所述的相位自适应无线充电方法，其特征在于，
所述发射端补偿电容和所述接收端补偿电容均为压控电容，且电容值连续可调。
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