CN114430117A - 一种低雷达散射横截面谐振腔天线及其制备方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种低雷达散射横截面谐振腔天线及其制备方法，该谐振腔天线包括：高反低透频率选择吸收超表面由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元组成；反射超表面设置于高反低透频率选择吸收超表面的下方，反射超表面由多个等间距周期延拓排列的反射单元组成，反射超表面的中心位置处设置有安装通孔，其中，反射单元的排列周期与高反低透频率选择吸收超表面单元的排列周期相同；馈源喇叭安装在安装通孔内，馈源喇叭的口径面与反射超表面的上表面平齐。通过本申请中的技术方案，解决了因采用F‑P谐振腔天线而导致的被探测目标RCS较大的问题，降低了被探测目标被雷达探测的可能。

Description

一种低雷达散射横截面谐振腔天线及其制备方法
技术领域
本申请涉及雷达天线的技术领域，具体而言，涉及一种低雷达散射横截面谐振腔天线及一种低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法。
背景技术
近年来，由于Fabry-Perot(F-P)谐振腔天线的高增益和低剖面特性，在国防通信领域得到了广泛应用。传统F-P谐振腔天线通常是在微带天线上方添加一块具有部分反射性能的盖板构成。当其在天线工作频率处满足F-P谐振条件时，能大幅度提高天线增益。
对于探测雷达的被探测目标而言，探测电磁波的散射强弱通常用雷达散射截面积(Radar Cross Section,RCS)来衡量，即RCS越大，被探测目标越容易被雷达监测到。
虽然F-P谐振腔天线的天线性能较好，但正由于F-P谐振腔天线的高增益特性，当探测雷达的探测电磁波入射到被探测目标的F-P谐振腔天线结构上时，探测电磁波会借助F-P谐振腔天线结构的高增益特性产生一个更大的散射，即RCS较大，导致采用F-P谐振腔天线的被探测目标往往比采用一般天线时更容易被监测到。
因此，对于做了隐身处理、具有更低散射水平(低RCS)的被探测目标来说，F-P谐振腔天线相当于一个非常大的散射源，导致被探测目标因采用F-P谐振腔天线而易被探测。所以，需要在维持F-P谐振腔天线辐射能力的同时，有效地降低F-P谐振腔天线的RCS，以降低被探测目标被发现的可能性。
发明内容
本申请的目的在于：解决因采用F-P谐振腔天线而导致的被探测目标RCS较大的问题，降低被探测目标被雷达探测的可能。
本申请第一方面的技术方案是：提供了一种低雷达散射横截面谐振腔天线，该谐振腔天线包括：高反低透频率选择吸收超表面、反射超表面以及馈源喇叭；高反低透频率选择吸收超表面由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元组成；反射超表面设置于高反低透频率选择吸收超表面的下方，反射超表面由多个等间距周期延拓排列的反射单元组成，反射超表面的中心位置处设置有安装通孔，其中，反射单元的排列周期与高反低透频率选择吸收超表面单元的排列周期相同；馈源喇叭安装在安装通孔内，馈源喇叭的口径面与反射超表面的上表面平齐，其中，馈源喇叭为圆极化喇叭。
上述任一项技术方案中，进一步地，高反低透频率选择吸收超表面单元具体包括：PET膜，均匀金属圆环，正方形金属贴片，第一介质板以及第二介质板；PET膜为正方形，PET膜的上方设置有圆环状ITO电阻膜，PET膜的下方设置有第一介质板；均匀金属圆环设置于第一介质板的下方，均匀金属圆环的圆心与PET膜的集合中心处，均匀金属圆环的下方设置有第二介质板，其中，均匀金属圆环的谐振频率与入射电磁波频率相等；正方形金属贴片设置于第二介质板的下方，正方形金属贴片为不连续的正方形金属贴片，正方形金属贴片的尺寸小于高反低透频率选择吸收超表面单元的尺寸。
上述任一项技术方案中，进一步地，均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000021
式中，f为均匀金属圆环的谐振频率，Ls为均匀金属圆环的等效电感，Cs为均匀金属圆环与正方形金属贴片之间的等效电容。
上述任一项技术方案中，进一步地，圆环状ITO电阻膜上设置有4个大小相同的开口，开口位于PET膜的对角线上。
上述任一项技术方案中，进一步地，高反低透频率选择吸收超表面与反射超表面之间的距离，由高反低透频率选择吸收超表面的背向反射相位与反射超表面的反射相位确定，距离的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000031
式中，
Figure BDA0003495248800000032
为高反低透频率选择吸收超表面的背向反射相位，
Figure BDA0003495248800000033
为反射超表面的反射相位，H为高反低透频率选择吸收超表面与反射超表面之间的距离，N为周期参数，λ为工作频率处的波长。
上述任一项技术方案中，进一步地，反射单元的边长与高反低透频率选择吸收超表面单元的边长相同，反射单元由依次设置的十字形金属结构、第三介质板以及金属背板组成，十字形金属结构和金属背板设置于第三介质板的中心位置处。
本申请第二方面的技术方案是：提供了一种低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法，该制备方法用于制备谐振腔天线，谐振腔天线包括高反低透频率选择吸收超表面、反射超表面以及馈源喇叭，制备方法包括：步骤1，根据预设工作频率，确定高反低透频率选择吸收超表面的结构参数，其中，高反低透频率选择吸收超表面由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元组成；步骤2，根据预设反射频段，确定反射超表面的结构参数。
上述任一项技术方案中，进一步地，制备方法还包括：
步骤3，高反低透频率选择吸收超表面与反射超表面之间的距离，距离的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000034
式中，
Figure BDA0003495248800000035
为高反低透频率选择吸收超表面的背向反射相位，
Figure BDA0003495248800000036
为反射超表面的反射相位，H为高反低透频率选择吸收超表面与反射超表面之间的距离，N为周期参数，λ为工作频率处的波长。
上述任一项技术方案中，进一步地，高反低透频率选择吸收超表面单元中依次设置有PET膜、第一介质板、均匀金属圆环、第二介质板以及正方形金属贴片，
均匀金属圆环用于反射预设工作频率范围内的电磁波，均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000041
式中，f为均匀金属圆环的谐振频率，Ls为均匀金属圆环的等效电感，Cs为均匀金属圆环与正方形金属贴片之间的等效电容。
本申请的有益效果是：
本申请中的技术方案，利用多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元和反射单元，分别组成高反低透频率选择吸收超表面、反射超表面，并调整两者之间的间距，结合馈源喇叭，组成F-P谐振腔天线，以对接收到的频率为预设工作频率(12GHz)的电磁波进行辐射，从而大幅度的提高天线辐射增益，并对预设工作频率两侧频段的电磁波进行吸收。相比于传统F-P谐振腔天线，该本申请中的F-P谐振腔天线能够同时满足低剖面、高增益和低RCS特性，解决了因采用F-P谐振腔天线而导致的被探测目标RCS较大的问题，并降低被探测目标被雷达探测的可能。
在本申请的优选实现方式中，还对高反低透频率选择吸收超表面单元和反射单元进行了结构设计，利用ITO电阻膜进行电磁波吸波，降低了高反低透频率选择吸收超表面的加工难度，减少了制作成本；通过测试，本申请中的F-P谐振腔天线，具有非常可观的天线增益效果，在工作频率处天线的最高增益可以到21.8dB，口径效率达到52.3％。
附图说明
本申请的上述和/或附加方面的优点在结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是根据本申请的一个实施例的低雷达散射横截面谐振腔天线的示意框图；
图2是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的模型图；
图3(a)是根据本申请的一个实施例的高反低透频率选择吸收超表面单元的示意图；
图3(b)是根据本申请的一个实施例的PET膜的结构示意图；
图3(c)是根据本申请的一个实施例的均匀金属圆环的结构示意图；
图3(d)是根据本申请的一个实施例的正方形金属贴片的结构示意图；
图4是根据本申请的一个实施例的均匀金属圆环的内径与高反低透频率选择吸收超表面单元反射参数的对应关系图；
图5(a)是根据本申请的一个实施例的x极化波沿-z方向入射时高反低透频率选择吸收超表面单元的电磁特性曲线；
图5(b)是根据本申请的一个实施例的x极化波沿-y方向入射时高反低透频率选择吸收超表面单元的电磁特性曲线；
图6是根据本申请的一个实施例的高反低透频率选择吸收超表面单元的上层ITO结构在不同频率下的电流分布图；
图7是根据本申请的一个实施例的高反低透频率选择吸收超表面单元的中间层金属圆环在不同频率下的电流分布图；
图8(a)是根据本申请的一个实施例的反射超表面的单元结构示意图；
图8(b)是根据本申请的一个实施例的反射超表面的电磁特性曲线；
图9是根据本申请的一个实施例的馈源喇叭的实物图；
图10(a)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的轴比仿真图；
图10(b)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的增益仿真图；
图10(c)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的在xoz面上的二维远场的仿真图；
图10(d)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的在yoz面上的二维远场的仿真图；
图11(a)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线的散射测试环境的示意图；
图11(b)是根据本申请的一个实施例的F-P谐振腔天线散射测试时RCS减缩量的示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本申请的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本申请进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
在下面的描述中，阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是，本申请还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本申请的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
需要说明的是，高反低透频率选择吸收超表面是一种基于人工设计的超材料，它能在反射特定频段电磁波的同时，对该频段左右两侧频段的电磁波保证高效吸收。
因此，本实施例中将高反低透频率选择吸收超表面引入F-P谐振腔天线，将其设计为具有部分反射性能的盖板，并对F-P谐振腔天线的整体结构进行调整，使的F-P谐振腔天线工作在高反低透频率选择吸收超表面的反射频段时，既能获得工作频率处的高增益辐射，又能在非工作频率保持低散射状态。
实施例一：
如图1和图2所示，本实施例提供了一种低雷达散射横截面谐振腔天线，该谐振腔天线包括：高反低透频率选择吸收超表面1、反射超表面2以及馈源喇叭3；高反低透频率选择吸收超表面1由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元11组成；反射超表面2设置于高反低透频率选择吸收超表面1的下方，反射超表面2由多个等间距周期延拓排列的反射单元21组成，反射超表面2的中心位置处设置有安装通孔，其中，反射单元21的排列周期与高反低透频率选择吸收超表面单元11的排列周期相同；馈源喇叭3安装在安装通孔内，馈源喇叭3的口径面与反射超表面2的上表面平齐，其中，馈源喇叭3为圆极化喇叭。
本实施例中的谐振腔天线，将馈源喇叭3作为馈源激励，可以为左旋圆极化喇叭，也可以为右旋圆极化喇叭，天线工作频率处的辐射增益能够得到了大幅度提高，约为21.8dB，通过计算接收天线的有效口径和物理口径的比值，可得出其口径效率约为52.3％，对应的计算公式为：
η＝Gλ2/4πS
式中，η表示天线的口径效率，G表示天线增益，λ表示工作频率的波长，S表F-P天线的口径面积。
具体的，本实施例中F-P谐振腔天线的预设工作频率为12GHz。
将高反低透频率选择吸收超表面1作为F-P谐振腔天线的盖板，为了满足F-P谐振腔天线的多次反射要求，在其上方设置m×m个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元11，即周期相同的m×m个高反低透频率选择吸收超表面单元11并列排布，实现特定频段电磁波的高反射低透射，对两侧电磁波的完全吸收。
该高反低透频率选择吸收超表面单元11可以由三层结构和两层介质板组成实现。上层结构为PET膜，PET膜上沿对角方向打印有四个相同开口的圆环状ITO电阻膜，中间层结构为均匀金属圆环，底层结构为一个不连续的正方形金属贴片，该正方形金属贴片的尺寸小于高反低透频率选择吸收超表面单元11的尺寸，以作为一个部分反射面。PET膜、均匀金属圆环以及正方形金属贴片之间设置有两层介质板。
上述高反低透频率选择吸收超表面1的下方设置有反射超表面2，两者之间利用相同高度的四个泡沫块黏合固定，反射超表面2上设置有与高反低透频率选择吸收超表面单元11边长、数量相同的m×m个反射单元21，反射单元21同样等间距周期延拓排列，以实现反射电磁波的功能。
本实施例中的F-P谐振腔天线，由于高反低透频率选择吸收超表面1每次只能够过极少部分的12GHz电磁波，因此，当高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的间距满足F-P谐振条件时，透射的电磁波能够实现同相叠加，从而大幅度的提高天线辐射增益。同时，当探测的电磁波入射到上层高反低透频率选择吸收超表面1上时，若其探测频率正好符合该F-P谐振腔天线的谐振工作频率时，依据天线互易原理，入射的电磁波将会被馈源喇叭3吸收，从而保持一个低散射；若其探测频率位于工作频率两侧，由于上层的高反低透频率选择吸收超表面1能够大幅度的吸收位于工作频率两侧的电磁波，因此，能避免探测的电磁波反射回去，被雷达检测到，从而减小F-P谐振腔天线的RCS。
进一步的，可以基于上述高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2的结构，分别计算出高反低透频率选择吸收超表面1的背向反射相位与反射超表面2的反射相位。因此，为了利用高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2构成F-P谐振腔，使其能够吸收10.1-11.5GHz和12.9-19.4GHz频段内的电磁波，同时可以高效反射12GHz处的电磁波，对高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的距离进行调整，该距离由高反低透频率选择吸收超表面1的背向反射相位与反射超表面2的反射相位确定，该距离的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000081
式中，
Figure BDA0003495248800000082
为高反低透频率选择吸收超表面1的背向反射相位，
Figure BDA0003495248800000083
为反射超表面2的反射相位，H为高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的距离，N为周期参数，周期参数N的取值可根据需要进行设定，N＝0，1,2，...，λ为工作频率处的波长，本实施例中设定工作频率处的波长λ＝12GHz。
需要说明的是，背向反射相位
Figure BDA0003495248800000084
和反射相位
Figure BDA0003495248800000085
可通过仿真软件CST计算得到的。
在上述实施例的基础上，如图3(a)所示，为了满足F-P谐振腔天线的多次反射要求，实现工作频率处的电磁波高反射、低透射，并对两侧电磁波保证一个高效的吸收效果。本实施例还示出了一种高反低透频率选择吸收超表面单元的实现方式，该高反低透频率选择吸收超表面单元11具体包括：PET膜，均匀金属圆环，正方形金属贴片，第一介质板以及第二介质板；PET膜为正方形，PET膜的上方设置有圆环状ITO电阻膜，将PET膜是ITO膜的载体，将ITO电阻膜打印在PET膜上，利用ITO膜实现吸波作用，PET膜的下方设置有第一介质板；
优选的，如图3(b)所示，为了更好的吸收电磁波，圆环状ITO电阻膜上设置有4个大小相同的开口，开口位于PET膜的对角线上，将其设置为对称结构，以保证对全极化电磁波进行一个相同且有效的吸收。其中，ITO电阻膜制作成本低，易于加工并且吸波效果好，可通过打印、刻蚀的方式设置在PET膜上。需要说明的是，开口的大小可由电磁仿真软件CST计算得到的。
具体的，PET膜的厚度为0.1mm，其介电常数为3.0，电正切损耗为0.003。第一介质板以及第二介质板可以为F4B介质板，介电常数为2.65，电正切损耗为0.001。
如图3(c)和图3(d)所示，设定高反低透频率选择吸收超表面单元11的周期(边长)P＝10mm，其中，圆环状ITO电阻膜的表面电阻为R，外径为R1，内径为R2，开口长度为a；均匀金属圆环的内径为R3，宽度为b；正方形金属贴片的边长为c；第一和二介质板的厚度分别为h1和h2。
为了能够吸收10.1-11.5GHz和12.9-19.4GHz频段内的电磁波，同时可以高效反射12GHz处的电磁波，可通过CST软件的扫参功能对上述高反低透频率选择吸收超表面单元11的结构参数进行仿真优化，确定的结构参数为：R1＝4.8mm，R2＝4.2mm，a＝0.5mm，R3＝2.4mm，b＝0.1mm，c＝9.8mm，h1＝2mm，h2＝1mm。
通过实验测试，当圆环状ITO电阻膜的表面电阻R从5Ω/sq增加到20Ω/sq时，高反低透频率选择吸收超表面单元11的吸波效果不断增强。但是当R>20Ω/sq时，虽然吸波幅度仍然不断加强，但可吸波带宽却有所降低。因此，取圆环状ITO电阻膜的表面电阻R＝20Ω/sq，此时该单元可以在10.2-18.3GHz频段内实现一个宽带吸波。
在高反低透频率选择吸收超表面单元仿真过程中，将x和y方向设置为周期边界条件，z方向设置为开放边界条件，该高反低透频率选择吸收超表面单元11由仿真软件中一个发射平面波的波端口激励。当均匀金属圆环的内径R3取不同值时，高反低透频率选择吸收超表面单元的S参数也随之移动，其中，S参数为该高反低透频率选择吸收超表面单元11在一个频段内对入射电磁波的透射和反射情况。如图4所示，为了保证高反低透频率选择吸收超表面单元能够拥有足够的吸波带宽，选取均匀金属圆环的内径R3＝2.5mm。此时，当电磁波沿着-z方向入射到该单元时，高反低透频率选择吸收超表面单元11既能够保证12GHz附近实现高反射低透射，又能够有效地吸收低频(10-11.4GHz)和高频(12.9-19.4GHz)电磁波。
本实施例中，均匀金属圆环设置于第一介质板的下方，均匀金属圆环的圆心与PET膜的集合中心处，均匀金属圆环的下方设置有第二介质板，其中，均匀金属圆环的谐振频率与入射电磁波频率相等，均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000101
式中，f为均匀金属圆环的谐振频率，Ls为均匀金属圆环的等效电感，Cs为均匀金属圆环与正方形金属贴片之间的等效电容，该入射电磁波频率为该F-P谐振腔天线的工作频率，为12GHz。
需要说明的是，等效电感Ls、等效电容Cs均可通过电磁仿真软件CST计算得到。
根据传输线理论，高阻抗表面的输入阻抗等效为介质层等效阻抗Zd、中间金属环的等效阻抗Zs和表层电阻膜结构表面阻抗Zp的并联电路。其中，对于第一、第二介质板而言，以第一介质板为例，介质层等效阻抗Zd可以表示为：
Figure BDA0003495248800000111
式中，Z0是真空波阻抗，ε0和μ0分别为真空介电常数和真空磁导率，ω为共振频率，d为介质厚度，εr为介质层的相对介电常数，j为虚数单位。
PET膜上ITO电阻膜的表面阻抗Zp可以近似用下式计算：
Figure BDA0003495248800000112
式中，R表示ITO电阻膜的等效电阻，L表示ITO电阻膜的等效电感，C代表ITO电阻膜和均匀金属圆环之间等效电容与ITO电阻膜和方形金属贴片之间等效电容之和。
均匀金属圆环的等效阻抗Zs表示为：
Figure BDA0003495248800000113
式中，Ls表示均匀金属圆环的等效电感，Cs表示均匀金属圆环和和方形金属贴片之间的等效电容。
因此，整个高反低透频率选择吸收超表面1的输入阻抗表示为：
Figure BDA0003495248800000114
有上式可知，当入射电磁波频率等于中间均匀金属圆环的谐振频率时，即：
Figure BDA0003495248800000115
中间层均匀金属圆环的等效阻抗Zs近似为零，此时整个结构的输入阻抗Zin等于零，因此入射的电磁波会被再次反射回去。在其他频率处，Zin等于三者之间的并联，产生完美阻抗匹配，没有反射，可以在反射波段两侧分别产生一个吸收频段。
本实施例中，正方形金属贴片设置于第二介质板的下方，正方形金属贴片为不连续的正方形金属贴片，该正方形金属贴片的尺寸小于高反低透频率选择吸收超表面单元11的尺寸。
具体的，第二介质板的下方设置有多个间隔相等的正方形金属贴片，形成一个部分反射面结构，以便能够反射绝大多数的电磁波且透过较少的电磁波。
如图5所示，其中，图5(a)中S11为反射系数，表示电磁波的反射情况；S21为透射系数，表示电磁波的透射情况；纵坐标1表示100％全透或者全反；图5(b)中虚线所圈曲线的纵轴为相位轴，另一曲线的纵轴为幅度轴。从图5(a)中可以清楚看出，12GHz处高反低透频率选择吸收超表面单元11能够将入射的电磁波再次反射回去，最大反射幅度能达到0.95。而在低频和高频处，高反低透频率选择吸收超表面单元11能对电磁波实现高效吸收。经计算，高反低透频率选择吸收超表面单元11在10.1-11.5GHz和12.9-19.4GHz频段内对电磁波的最小吸收率，分别为87％和88％，说明该高反低透频率选择吸收超表面单元11可以充分吸收这两个频段的电磁波。从图5(b)中可以看出，当电磁波沿着+z方向入射时，由于高反低透频率选择吸收超表面单元11底部是不连续的正方形金属贴片，绝大部分能量会被再次反射回去，只有少部分能量能够透过单元结构。从图5中还可以看出该高反低透频率选择吸收超表面单元11在12GHz处的反射幅度为0.95，反射相位为-375°。
如图6和图7所示，在12GHz电磁波垂直入射到该高反低透频率选择吸收超表面单元11上时，中间层的均匀金属圆环上有很强烈的电流分布，而PET膜的ITO电阻膜结构上只有很微弱的电流分布。而在10.5GHz和13GHz处，PET膜的ITO电阻膜结构上有较强的电流分布，而中间层的均匀金属圆环上只有微弱的电流分布。这说明在12GHz时，由于谐振作用，电磁波被中间的均匀金属圆环再次反射出去。而在其他频段处，作用于PET膜的ITO电阻膜上的电流被转换为热能消耗掉。
本实施例中的均匀金属圆环满足12GHz处的谐振频率，由于金属会反射电磁波，因此12GHz处的电磁波能够被高效反射。而ITO膜结构满足工作频率12GHz两侧电磁波的谐振频率，由于ITO电阻膜的欧姆作用，电磁波会被吸收，转换为热能。
在上述实施例的基础上，本实施例还示出了一种反射单元的实现方式，该反射单元21的边长与高反低透频率选择吸收超表面单元11的边长相同，反射单元21由依次设置的十字形金属结构、第三介质板以及金属背板组成，十字形金属结构和金属背板设置于第三介质板的中心位置处。
具体的，如图8(a)所示，该反射单元21的周期(边长)为P＝10mm，上层是一个十字形的金属贴片，十字形金属结构单边的宽度为d＝2mm，长度为e＝7.77mm；中间层是一个厚度为h3＝2mm的F4B介质板，记作第三介质板。底层是一个金属背板，用来阻止电磁波的传播。
如图8(b)所示，其中，虚线所圈曲线的纵轴为相位轴，另一曲线的纵轴为幅度轴。当x极化平面波垂直入射时，反射单元21在12GHz处的反射幅度接近于1，反射相位为-368°。
由于该反射单元21同时具有四重旋转对称性，旋转90度后能够与原图形重合，因此，当y极化波和圆极化波以同样的条件入射时，上述反射超表面2单元具有相同的反射幅度与相位。
经计算，高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的距离H＝11.7mm，高反低透频率选择吸收超表面1和反射超表面2大小相同，均为120×120mm。整个天线通过一个圆极化馈源喇叭3激发，如图9所示，喇叭口径为20mm，放置在反射超表面2中心，口径面与反射超表面的上表面平行。
值得注意的是，虽然理论计算出高反低透频率选择吸收超表面1和反射超表面2之间的高度为11.7mm，但在实际设计整个天线系统时，通过仿真计算，依据是球面和平面波之间的相位存在较小的误差，通过扩大路程相位进行弥补，应该将它们之间的高度调整为12.87mm，这样才能得到更好的辐射性能。之所以会存在这些误差，主要是因为在对结构单元进行仿真计算时，入射电磁波均为平面波，而在仿真整个天线系统时，馈源喇叭3发出的电磁波为球面波。
通过对上述F-P谐振腔天线的性能进行仿真验证，如图10所示。从图10(a)中可以看出该天线在11.9GHz处有最小的轴比为0.6，并且在11-13GHz频段内，轴比均小于3，这证明该天线能够很好地在工作频率处维持电磁波的圆极化特性。从图10(b)中可以看出，该天线能够在12GHz处能够获得最大21.8dB的增益。
图10(c)和(d)给出了所设计的F-P谐振腔天线在12GHz处xoz面和yoz面上的二维远场方向图。从图中可以清楚地看到该F-P谐振腔天线在工作频率处能够实现一个良好的增益。而且从图中也可以看出，该天线的在两个面内的3dB波束宽度都只有11°，这证明该天线能够辐射出一个高定向波束，与预期设计十分符合。
实施例二：
本实施例提供了一种低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法，该制备方法用于制备谐振腔天线，谐振腔天线包括高反低透频率选择吸收超表面1、反射超表面2以及馈源喇叭3，该制备方法包括：
步骤1，根据预设工作频率，确定高反低透频率选择吸收超表面1的结构参数，其中，高反低透频率选择吸收超表面1由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元11组成；
具体的，设定该F-P谐振腔天线的预设工作频率为12GHz，因此，该F-P谐振腔天线能够反射12GHz频率的电磁波，而吸收该频率两侧频段的电磁波。
本实施例中，高反低透频率选择吸收超表面单元11的周期为P，由三层结构和两层介质板组成，由上至下依次为PET膜、第一介质板、均匀金属圆环、第二介质板以及正方形金属贴片。
其中，第一层结构为上方打印有圆环状ITO电阻膜的PET膜，该圆环状ITO电阻膜沿该PET膜对角方向有四个相同开口，以实现对12GHz两侧电磁波的高效吸收功能。
设定圆环状ITO电阻膜的表面电阻为R，外径为R1，内径为R2，开口宽度为a。PET膜厚度为0.1mm，介电常数为3.0，电正切损耗为0.003。
其中，第二层结构为均匀金属圆环，设定其内径为R3、宽度为b，以实现对12CHz电磁波的高反射功能。
本实施例中，均匀金属圆环用于反射预设工作频率范围内的电磁波，均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000151
式中，f为均匀金属圆环的谐振频率，Ls为均匀金属圆环的等效电感，Cs为均匀金属圆环与正方形金属贴片之间的等效电容。
其中，第三层为一个不连续的正方形金属贴片，边长为c，用作一个部分反射面，实现电磁波的部分透射功能。两层介质板中，第一介质板位于PET膜和均匀金属圆环之间厚度为h1的F4B介质板，第二介质板位于均匀金属圆环和正方形金属贴片之间，厚度为h2的F4B介质板。
通过仿真软件优化后高反低透频率选择吸收超表面1的结构参数为：P＝10mm、a＝0.5mm、b＝0.1mm、c＝9.8mm、R＝20Ω/sq、R1＝4.8mm、R2＝4.2mm、R3＝2.4mm、h1＝2mm和h2＝1mm。
本实施例中，由第一层的ITO电阻膜利用欧姆效应，将入射的电磁波转换为热能，实现有效的吸收功能。第二层的均匀金属圆环主要用来实现对工作频率处电磁波的高效反射功能，通过调整其大小可以对不同频段处的电磁波做出响应。第三层是边长略微小于周期的正方形金属贴片，能够对入射的电磁波实现绝大多数反射和微弱的透射。
在仿真过程中，x和y方向设置为周期边界条件，z方向设置为开放边界条件，该高反低透频率选择吸收超表面单元11由波端口激励。通过仿真，当金属环的半径改变时，高反低透频率选择吸收超表面单元11的反射谐振频率也随之移动。为了保证高反低透频率选择吸收超表面单元能够在天线工作频带12GHz实现高反低透，最终选取R3＝2.5mm。
为了进一步确定高反低透频率选择吸收超表面单元11的工作机制，如图6和图7所示，当电磁波垂直入射到单元上时，不同结构在不同频率处的电流分布图。从图中可以清楚地看到在12GHz电磁波入射时，中间层金属圆环上有很强烈的电流分布，而ITO电阻膜结构上只有很微弱的电流分布。而在10.5GHz和13GHz处，上层ITO电阻膜结构上有较强的电流分布，而中间层的金属圆环上只有微弱的电流分布。这说明在12GHz时，由于谐振作用，绝大多数电磁波被中间金属圆环再次反射出去。而在其他频段处，作用于ITO电阻膜上的电流由于欧姆作用被转换为热能消耗掉。
步骤2，根据预设反射频段，确定反射超表面2的结构参数。
本实施例中，反射超表面2设置于高反低透频率选择吸收超表面1的下方，反射超表面2由多个等间距周期延拓排列的反射单元21组成，反射超表面2的中心位置处设置有安装通孔，该安装通孔用于安装馈源喇叭3，该馈源喇叭3的口径面与反射超表面2的上表面平齐。
其中，反射单元21的边长与高反低透频率选择吸收超表面单元11的边长相同，反射单元21由依次设置的十字形金属结构、第三介质板以及金属背板组成，十字形金属结构和金属背板设置于第三介质板的中心位置处，反射单元21的排列周期与高反低透频率选择吸收超表面单元11的排列周期相同。
具体的，该反射超表面2为十字形反射超表面。该反射单元21上层是一个十字形的金属贴片，中间层是一个厚度为h3＝2mm的F4B介质板，底层是一个金属背板，用来阻止电磁波的传播。反射单元21周期为P＝10mm，十字贴片宽度为d＝2mm，长度为e＝7.77mm。
进一步的，本实施例中的制备方法还包括：
步骤3，高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的距离，距离的计算公式为：
Figure BDA0003495248800000161
式中，
Figure BDA0003495248800000162
为高反低透频率选择吸收超表面1的背向反射相位，
Figure BDA0003495248800000163
为反射超表面2的反射相位，H为高反低透频率选择吸收超表面1与反射超表面2之间的距离，N为周期参数，λ为工作频率处的波长。
具体的，根据计算的距离和所设计的高反低透频率选择吸收超表面1和反射超表面2，在CST软件中构建了最终的F-P谐振腔天线模型，其中，高反低透频率选择吸收超表面1和反射超表面2大小相同，均为120×120mm。整个F-P谐振腔天线通过一个圆极化馈源喇叭3激发，喇叭口径为20mm，放置在反射超表面2的中心，馈源喇叭3的口径面与反射超表面2表面平行。
对本实施例中的F-P谐振腔天线进行散射测试，如图11(a)所示，两个工作在8-18GHz的双圆极化喇叭被用作接收和发射喇叭。如图11(b)所示，与同等大小的金属板相比，该F-P谐振腔天线能够在9.9-11.3GHz和13.3-20GHz内实现一个超过或者接近-10dBsm的RCS减缩。同时也可以看到，虽然在12GHz附近该F-P谐振腔天线的后向散射比较大，但是根据天线互易定理可知，该天线能有效地接收其工作频率的电磁波。因此，当该F-P谐振腔天线工作时，它能够有效地接收外来的12GHz电磁波，从而减小在这个频段处的RCS。
以上结合附图详细说明了本申请的技术方案，本申请提出了一种低雷达散射横截面谐振腔天线及其制备方法，其中，该谐振腔天线包括：高反低透频率选择吸收超表面、反射超表面以及馈源喇叭；高反低透频率选择吸收超表面由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元组成；反射超表面设置于高反低透频率选择吸收超表面的下方，反射超表面由多个等间距周期延拓排列的反射单元组成，反射超表面的中心位置处设置有安装通孔，其中，反射单元的排列周期与高反低透频率选择吸收超表面单元的排列周期相同；馈源喇叭安装在安装通孔内，馈源喇叭的口径面与反射超表面的上表面平齐，其中，馈源喇叭为圆极化喇叭。通过本申请中的技术方案，解决了因采用F-P谐振腔天线而导致的被探测目标RCS较大的问题，降低了被探测目标被雷达探测的可能。
在本申请中，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语均应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；“相连”可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
附图中的各个部件的形状均是示意性的，不排除与其真实形状存在一定差异，附图仅用于对本申请的原理进行说明，并非意在对本申请进行限制。
尽管参考附图详地公开了本申请，但应理解的是，这些描述仅仅是示例性的，并非用来限制本申请的应用。本申请的保护范围由附加权利要求限定，并可包括在不脱离本申请保护范围和精神的情况下针对发明所作的各种变型、改型及等效方案。

Claims (9)

1.一种低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，该谐振腔天线包括：高反低透频率选择吸收超表面(1)、反射超表面(2)以及馈源喇叭(3)；
所述高反低透频率选择吸收超表面(1)由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元(11)组成；
所述反射超表面(2)设置于所述高反低透频率选择吸收超表面(1)的下方，所述反射超表面(2)由多个等间距周期延拓排列的反射单元(21)组成，所述反射超表面(2)的中心位置处设置有安装通孔，
其中，所述反射单元(21)的排列周期与所述高反低透频率选择吸收超表面单元(11)的排列周期相同；
所述馈源喇叭(3)安装在所述安装通孔内，所述馈源喇叭(3)的口径面与所述反射超表面(2)的上表面平齐，
其中，馈源喇叭(3)为圆极化喇叭。
2.如权利要求1所述的低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，所述高反低透频率选择吸收超表面单元(11)具体包括：PET膜，均匀金属圆环，正方形金属贴片，第一介质板以及第二介质板；
所述PET膜为正方形，所述PET膜的上方设置有圆环状ITO电阻膜，所述PET膜的下方设置有所述第一介质板；
所述均匀金属圆环设置于所述第一介质板的下方，所述均匀金属圆环的圆心与所述PET膜的集合中心处，所述均匀金属圆环的下方设置有所述第二介质板，
其中，所述均匀金属圆环的谐振频率与入射电磁波频率相等；
所述正方形金属贴片设置于所述第二介质板的下方，所述正方形金属贴片为不连续的正方形金属贴片，所述正方形金属贴片的尺寸小于所述高反低透频率选择吸收超表面单元(11)的尺寸。
3.如权利要求2所述的低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，所述均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure FDA0003495248790000021
式中，f为所述均匀金属圆环的谐振频率，Ls为所述均匀金属圆环的等效电感，Cs为所述均匀金属圆环与所述正方形金属贴片之间的等效电容。
4.如权利要求2所述的低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，所述圆环状ITO电阻膜上设置有4个大小相同的开口，所述开口位于所述PET膜的对角线上。
5.如权利要求1所述的低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，所述高反低透频率选择吸收超表面(1)与所述反射超表面(2)之间的距离，由所述高反低透频率选择吸收超表面(1)的背向反射相位与所述反射超表面(2)的反射相位确定，所述距离的计算公式为：
Figure FDA0003495248790000022
式中，
Figure FDA0003495248790000023
为所述高反低透频率选择吸收超表面(1)的背向反射相位，
Figure FDA0003495248790000024
为所述反射超表面(2)的反射相位，H为所述高反低透频率选择吸收超表面(1)与所述反射超表面(2)之间的距离，N为周期参数，λ为工作频率处的波长。
6.如权利要求1所述的低雷达散射横截面谐振腔天线，其特征在于，所述反射单元(21)的边长与所述高反低透频率选择吸收超表面单元(11)的边长相同，所述反射单元(21)由依次设置的十字形金属结构、第三介质板以及金属背板组成，所述十字形金属结构和所述金属背板设置于所述第三介质板的中心位置处。
7.一种低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法，其特征在于，所述制备方法用于制备谐振腔天线，所述谐振腔天线包括高反低透频率选择吸收超表面(1)、反射超表面(2)以及馈源喇叭(3)，所述制备方法包括：
步骤1，根据预设工作频率，确定所述高反低透频率选择吸收超表面(1)的结构参数，其中，所述高反低透频率选择吸收超表面(1)由多个等间距周期延拓排列的高反低透频率选择吸收超表面单元(11)组成；
步骤2，根据预设反射频段，确定所述反射超表面(2)的结构参数。
8.如权利要求7所述的低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法，其特征在于，所述制备方法还包括：
步骤3，所述高反低透频率选择吸收超表面(1)与所述反射超表面(2)之间的距离，所述距离的计算公式为：
Figure FDA0003495248790000031
式中，
Figure FDA0003495248790000032
为所述高反低透频率选择吸收超表面(1)的背向反射相位，
Figure FDA0003495248790000033
为所述反射超表面(2)的反射相位，H为所述高反低透频率选择吸收超表面(1)与所述反射超表面(2)之间的距离，N为周期参数，λ为工作频率处的波长。
9.如权利要求7所述的低雷达散射横截面谐振腔天线的制备方法，其特征在于，所述高反低透频率选择吸收超表面单元(11)中依次设置有PET膜、第一介质板、均匀金属圆环、第二介质板以及正方形金属贴片，
所述均匀金属圆环用于反射所述预设工作频率范围内的电磁波，所述均匀金属圆环的谐振频率的计算公式为：
Figure FDA0003495248790000034
式中，f为均匀金属圆环的谐振频率，Ls为均匀金属圆环的等效电感，Cs为均匀金属圆环与正方形金属贴片之间的等效电容。
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