CN114402569A - 用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本文公开了一种用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法和装置，该方法和装置对单载波(SC)或多载波(MC)带限信号的时变包络进行采样，使用Nb量化比特量化采样值，并将样本分解为Nb同相和正交分量，这些分量成对组合并调制以产生一组Nb偏移信号。根据信号所需的频谱掩模选择施加在每个偏移信号中的脉冲形状，并使来自该组Nb分量的每个偏移信号中的包络波动最小化。

Description

用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法和装置
技术领域
本发明一般涉及信号发射机和接收机系统，更具体地，涉及功率高效的传输系统、基带处理系统、以及包括单载波(SC)和多载波(MC)发射机和接收机的中频(IF)和射频(RF)信号产生和处理方法和系统。
背景技术
给定传输技术的总功率效率考虑了两种影响。第一个是检测功率效率，它本质上可以用给定性能所需的信噪比(SNR)来衡量，并取决于所采用的调制和接收机。第二个方面是放大效率，其包括功率放大器效率和所需的放大器回退，其下限由所采用信号的峰均功率比(PAPR)限制。功率放大器的效率和线性度是相互矛盾的目标。从A类到C类的移动意味着线性度下降。进一步转向D类和E类的高效开关放大器，得到了高度非线性(NL)放大器[1]。
在现代无线通信中，频谱效率应得到充分优化，以支持高数据速率。在有限带宽系统中，这是通过采用高阶调制方法来实现的，其特征是高峰均比信号，这需要显著的线性操作回退水平[2]。这种方案并不总是适用于使用传统功率放大器(PA)，因为PA的设计应该使其能够处理峰值功率水平，而一般来说，它需要在低得多的平均输出功率下工作[3]。传统上，线性PA被偏置以具有足够的直流(DC)输入功率来提供峰值射频(RF)输出功率条件。峰值RF输出功率条件通常发生在到PA的RF输入信号处于最大值时。传统的线性放大可变包络调制信号的方法是“回退”线性A类或AB类PA的输出功率，直到失真水平在可接受的限度内。然而，当PA从峰值RF输出功率条件“回退”时，多余的DC输入功率必须由PA耗散，因为它没有被转换成有用的RF输出功率。不幸的是，这大大降低了效率，特别是对于高PAPR信号，这是长期演进(LTE)中常用的信号的情况，并将在下一代移动通信系统中采用。
目前，块传输技术与频域接收机相结合通常被用于严重时散信道[4]。在这些技术中，最常用的技术是正交频分复用(OFDM)和单载波频域均衡(SC-FDE)方案。OFDM和SC-FDE的总体信号处理要求，以及可实现的编码性能是相似的[5，6]。然而，由于OFDM信号的包络波动和PAPR大，当要求高功率效率时，SC-FDE方案显然更优选[7]。然而，传统的SC信号，即使在采用双相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、偏移QPSK(OQPSK)或交错QPSK(SQPSK)和差分编码相移键控系统或这些系统的变体，例如差分BPSK(DBPSK)和差分QPSK(DQPSK)时，以及在PI/4-DQPSK和网格编码QPSK和DQPSK中，也有包络波动。因此，在发射机侧需要线性化(LIN)或高度线性化的发射机，包括频率上变换器和RF功率放大器，而接收机可能需要昂贵的线性组件，例如线性自动增益控制(AGC)电路。具有非线性放大器(NLA)的发射机降低了传统带限信号的时域包络波动，由于信号失真导致频谱恢复或频谱再生，并可能导致高水平的带外频谱能量传输。
线性化或线性放大器的RF功率效率较低(在功率“开启”状态期间，功率效率定义为发射RF功率除以DC功率)，相当昂贵和/或具有较低的发射RF功率能力，尺寸较大，并且不如NL放大器容易获得。NLA相对于线性(LIN)放大器的优势在更高的RF频率下更加显著，例如对于要求低直流电压的应用，频率高于约1GHz。
为了克服这一限制，由于低包络波动水平，推荐诸如OQPSK、Feher专利正交相移键控(FQPSK)[8，9]、Feher正交调制(FQAM)[10]、MIL-STDSQPSK(军用标准形状偏移正交相移键控)[11]、高斯最小移位键控(GMSK)[12]、FQPSK和无干扰抖动QPSK(IJF-QPSK)[13，14]以及其他连续相位调制(CPM)方案[15]的偏移调制。注意，具有相干解调器的GMSK可以看作是OQPSK类型的信号[16]。此外，FQPSK是另一种OQPSK类型的调制，对于SQPSK、IJF-QPSK和其他CPM调制仍然有效。文献[17，18，19]中还公开了其他偏移传输技术和信号调制。
文献[17]公开了更高效的传输方法，这些方法可以看作是受到FQPSK格式[8]的启发，并将其用于定义具有更好频谱效率的新方案，例如FQAM、Feher的高斯最小移位键控(FGMSK)和Feher的最小移位键控(FMSK)。然而，尽管在这些信号格式定义中采用了编码规则和滤波，但信号设计总是限制于基于偏移同相和正交分量的CPM信号，并且没有为这些格式和非偏移信号提供桥接。
文献[18]公开了另一种限制于偏移格式的传输技术。该文件公开了一种用于基于两个GMSK信号以带宽高效的方式传输数字信息流的装置，所述两个GMSK信号被添加以形成新的正交重叠GMSK(QO-GMSK)调制信号，与GMSK或FQPSK相比，其显示出更好的频谱效率。
文献[19]中还公开了基于三次样条插值以产生非常平滑的基带波形的改进的FQPSK方案，以提高频谱效率并允许使用C类功率放大器而没有频谱再生。
其他作者也提出了OQPSK和FQPSK信号作为网格编码调制的解释，实现了这些调制的更好的功率效率。在[14]中，通过用单个互相关器代替IJF(无干扰抖动)编码器和互相关器来降低带外辐射，其中基于逐符号表示的互相关映射规则消除了与IJF-QPSK互相关操作相关的斜率不连续性。另外，在[14]中，M.K.Simon和T.Y.Yan提出了一种新的改进的FQPSK发射/接收方法，使用逐符号映射操作结合网格编码方案。在[20]中，证明了编码幅度相位OQPSK(ENCAP-OQPSK)格式允许描述具有或不具有恒定包络的多种信号。这种格式所固有的编码规则意味着在位间隔中不为空的4N生成函数的规范。它还显示了格式的能力，以分析描述通过带通无记忆非线性传输后的信号[20]。在这种格式下，复包络可以描述为非空脉冲在符号时间间隔[-T，T]上的函数4N+1，通过选择适当的生成器函数，[4]的信号解释可以看作是ENCAP-OQPSK格式的特例。
文献[21]公开了一种方法，该方法通过使用[22]中提出的Volterra方法，允许将非线性OQPSK类型信号表示为线性OQPSK分量的和，当h＝1/2时，这类似于众所周知的二进制CPM信号的表示。一个优点在于OQPSK型信号沿任何传输链保持其格式，该传输链由线性块和带通无记忆非线性块组成，每个线性块具有特定的脉冲响应特征(功率放大器的常用模型)。结果表明，提交给非线性的非线性失真的OQPSK型信号仍然表示为OQPSK分量的和(即，提交给非线性的OQPSK型信号是OQPSK型)[21]。这个概念被扩展到偏移正交幅度调制(OQAM)方案，用于设计具有有趣编码增益的网格编码OQAM(TC-OQAM)方案[23]。由于与TC-OQAM信号相关联的不同OQPSK分量可以具有准恒定包络，因此它们可以由不同的NL放大器单独放大而不会失真[24]。通过利用给定的多级星座可以分解为几个二进制分量的和[25]的事实，这个概念被扩展到其他星座，但仍然没有在非偏移和偏移信号格式之间的互换。
所有引用的文献都公开了构造偏移调制的方法，以便在功率放大和更好的频谱掩模上实现能量效率。从引用文献中公开的内容来看，当偏移信号旨在确保有效的功率放大时，偏移信号的优点是显而易见的。然而，在引用的文献中，CPM信号总是基于偏移信号，并且所公开的技术中都没有提供桥接以表示非偏移信号，就偏移分量而言，非偏移信号通常以高包络波动为特征。然而，考虑到在引用文献中已经提到的偏移信号的优点，将信息信号转换成偏移分量似乎是有利的，这是本申请中公开的方法和系统的目的。
本申请中公开的方法和装置将输入信号转换成量化偏移分量，其特征在于已经提到的优点，即，较低的包络波动和紧凑的频谱。前面引用的文献中都没有公开执行这种转换的方法，因为它们与偏移信号的产生、设计和优化有关。
在本申请中公开的方法和系统遵循具有两个关键步骤的方法：在同相分量和正交分量的样本之间的具有偏移的输入信号的过采样，然后进行量化，其中量化值被分解为等幅分量信号。因此，本文公开的方法和系统通过具有同相分量和正交分量的采样时间之间的时间偏移的过采样处理来分解具有时变包络的信号，接着将时域样本值变换为量化值，并随后将同相分量和正交分量的量化样本分解为偏移分量之和。此外，由于量化器的输入是时域样本，即，信号包络的同相和正交分量，因此分解可以应用于任何信号，并且没有特定的信号格式或星座作为目标。这也意味着，与引用的文献和现有技术相反，本文公开的方法和系统使任何信号分解为偏移分量成为可能，失真受量化过程中采用的比特数的限制。量化比特用于为每个同相和正交样本生成具有不同相位和幅度的Nbq同相和Nbq正交极性分量集，将其组合以产生Nbq偏移信号集。因此，输入信号的量化偏移版本是由具有相同幅度的同相和正交极性信号的组合产生的Nbq偏移分量的组合的结果。这也意味着失真主要是由量化误差εq的影响引起的，量化误差是根据输入信号的包络的动态范围定义的，因为与原始信号相比，在采样之间引入的偏移在最终信号的总失真水平中引起的影响可以忽略不计。实际上，总失真遵循量化比特数规则，类似于应用于普通量化过程的信号与量化噪声比的规则，即偏移对低于1dB的失真的贡献。
此外，本申请中公开的方法和系统不限于特定的调制或星座，因为不同的调制和星座仅对量化规则、过采样因子和用于频谱掩模的滤波器有影响，其可以根据每个系统所需的输入和信噪比而变化。
信息披露声明
与即时权利要求的可专利性相关的专利和出版物，涉及将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法和系统。
[1]P.Reynaert和M.Steyaert，用于移动通信的RF功率放大器(RF PowerAmplifiers for Mobile Communications)，Springer，2006。
[1]未来通信系统的正交波形和滤波器组(Orthogonal Waveforms and FilterBanks for Future Communication Systems)，第1版，第18章，第462-485页，Elsevier，2009。
[3]S.C.Cripps，用于无线通信的RF功率放大器(RF Power Amplifiers forWireless Communications)，Artech House，2006。
[4]D.Falconer，S.Ariyavisitakul，A.Benyamin-Seeyar，B.Eidson，“单载波宽带无线系统的频域均衡(Frequency domain equalization for single-carrier broadbandwireless systems)”，通信杂志，IEEE，Vol.40，no.4，第58-66页，2002年4月。
[5]P.Montezuma，A.
Figure BDA0003418436280000061
“未来宽带无线通信的实用编码调制选择(Apragmatic coded modulation choice for future broadband wirelesscommunications)”，IEEE VTC′01(春季)，Rhodes，Greece，2001年5月。
[6]R.Dinis，A.Gusmáo和N.Esteves，“关于强频率选择性衰落信道上的宽带块传输(On Broadband Block Transmission over Strongly Frequency-Selective FadingChannels)”，IEEE Wireless′03，Calgary，Canada，2003年7月。
[7]N.Benvenuto，R.Dinis，D.Falconer，S.Tomasin，“具有非线性频域均衡的单载波调制：时代再次到来的想法(Single carrier modulation with nonlinear frequencydomain equalization：An idea whose time has come again)”，IEEE论文集，第2卷，98，no.1，第69-96页，2010年1月。
[8]P.S.K.Leung和K.Feher，“F-QPSK-一种用于移动和个人通信的优越调制技术(F-QPSK-A Superior Modulation Technique for Mobile and PersonalCommunications)”，IEEE Trans.Broadcast.，第39卷，第288-294页，1993年6月。
[9]H.C.Park，K.Lee和K.Feher，“频谱有效FQPSK信号的连续相位调制(Continuous phase modulation of spectrally efficient FQPSK signals)”，IEEE车辆技术会议，1988年，Philadelphia，PA，美国。
[10]K.Feher，“Feher键控(FK)调制和收发器包括时钟整形处理器(Feher keying(FK)modulation and transceivers including clock shaping processors)”，美国2001/0016013 A1，2001年。
[11]T.J.Hill，“一种非专有的、恒定包络的、用于改进频谱包容和探测效率的成形偏移QPSK(SOQPSK)变体(A Non-Proprietary，Constant Envelope，Variant of ShapedOffset QPSK(SOQPSK)for Improved Spectral Containment and DetectionEfficiency)”，IEEE MILCOM会议记录，第1卷，第347-352页，California，美国，2000年10月。
[12]K.Murota和K.Hirade，“数字移动无线电话的GMSK调制(GMSK Modulationfor Digital Mobile Radio Telephony)”，IEEE通信交易，第29卷，第7期，第1044-1050页，1981年7月。
[13]M.K.Simon，T.Yan，“未滤波FEHER专利正交相移键控(FQPSK)的性能评估和解释(Performance Evaluation and Interpretation of Unfiltered Feher-PatentedQuadrature Phase-Shift Keying(FQPSK))”，加州理工学院，JPL-NASA出版物，TMD进度报告42-137，Pasadena，Calif，1999年5月15日。
[14]M.K.Simon e.D.Divsalar，“一种具有迭代解码功能的低复杂度、高功率带宽效率的编码Feher专利正交相移键控系统(A Reduced Complexity Highly PowerBandwidth Efficient Coded Feher-Patented Quadrature-Phase-Shift-Keying Systemwith Iterative Decoding)”，JPL进度报告，第145卷，No.42，第1-17页，2001年5月。
[15]T.Aulin，N.Rydbeck和C.Sundberg，“连续相位调制-第二部分：部分响应信令(Continuous phase modulation-Part II：Partial response signaling)”，IEEE通信交易，第COM-29卷，第210-215页，1981年3月。
[16]S.Shambayati，D.K.Lee，“GMSK调制深空应用(GMSK modulation for deepspace applications)”，IEEE航空航天会议，Montana，美国，2012年3月。
[17]K.Feher，“用于增强性能的CDMA、TDMA、GSM、OFDN和其他系统的频谱高效FQPSK、FGMSK和FQAM(Spectrally efficient FQPSK，FGMSK，and FQAM for enhancedperformance CDMA，TDMA，GSM，OFDN，and other systems)”，美国6,470,055 B1。
[18]P.Dent，“使用重叠GMSK的频谱有效调制(Spectrally efficientmodulation using overlapped GMSK)”，美国6,320,914 B1，2001年。
[19]T.Lee，Wang S.Liu，“FQPSK-O：一种改进的OQPSK性能恒定包络调制方案(FQPSK-O：An Improved Performance Constant Envelope Modulation Scheme forOQPSK)”，IEEE国际遥测会议，San Diego，美国，1998年。
[20]A.Gusmáo和N.Esteves，“ENCAP-4：一种用于数字无线电的OQPSK型调制技术(ENCAP-4：an OQPSK-type modulation technique for digital radio)”，IEE Proc.I，Commun.Speech Vis.，第135卷，No.1，第105-110页，1988年2月。
[21]A.
Figure BDA0003418436280000081
V.
Figure BDA0003418436280000082
N.Esteves，“非线性无线电信道上OQPSK型数字传输建模的一种新方法(A novel approach to modeling of OQPSK-type digitaltransmission over nonlinear radio channels)”，载于IEEE 《通信领域选刊》，Vol.15，No.4，第647-655页，1997年。
[22]P.Laurent，“幅度调制脉冲(AMP)叠加数字相位调制的精确和近似构造(Exact and Approximate Construction of Digital Phase Modulation bySuperposition of Amplitude Modulation Pulses(AMP))”，IEEE Transactions，COM-34，第150-160页，1986年2月。
[23]P.Montezuma，a.Gusmáo，“使用广义非线性OQPSK型格式的TC-OQAM方案设计(Design of TC-OQAM schemes using a generalized nonlinear OQPSK-type format)”，《电子通讯》，Vol.35，第11期，第860-861页，1999年。
[24]P.Montezuma，R.Dinis和F.Coelho，“具有非线性发射机的TC-OQAM方案的稳健设计(A Robust Design of TC-OQAM Schemes with Nonlinear transmitters)”，IEEEMilcon′2010，San Jose，USA，2010年10月。
[25]R.Dinis，P.Montezuma，N.Souto，J.Silva，“通用星座的迭代频域均衡(Iterative Frequency-Domain Equalization for General Constellations)”，2010年第33届IEEE Sarnoff研讨会，Princeton，美国，2010年4月。
发明内容
在将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法的一个实施例中，接收具有时变包络s(t)的输入信号，该输入信号可以是调制的单载波信号、调制的多载波信号、基带SC信号或基带MC信号以及用于采样率的时钟参考信号。信号s(t)经分相器处理获得同相分量sI(t)和正交分量sq(t)。以采样率fs＝1/Ts对sI(t)和sq(t)两者进行采样，采样时间之间有时间偏移，以分别产生同相分量和正交分量的采样版本snI和snQ。量化同相样本snI和正交样本snQ，以产生与每个分量的量化值相对应的Nbq量化比特集，并且每个Nbq量化比特集被采样器转换成其中采样值被分解的Nbq极性信号集。每个Nbq极性分量集中的每一个信号被提交给具有脉冲响应r(t)和频率响应的滤波器，该滤波器实现带宽B＜fs以产生Nbq同相和正交滤波分量集，具有相同幅度的分量对被组合成Nbq偏移信号。这些信号可以被组合以产生输入信号的量化偏移版本，或者可以被传送到放大级，其中可以采用非线性放大器。
在另一实施例中，对具有时变包络s(t)的信号进行采样，将样本提交给分相器以产生同相和正交分量的样本，作为提交给延迟以引入时间偏移的正交分量样本。同相和正交样本都由两个具有Nbq比特的量化器并行量化。将同相量化样本分解为被过滤的极性分量。同样，将同相量化样本分解为被过滤的极性分量。将具有相同幅度的同相和正交滤波的极性分量组合以形成Nbq偏移分量信号。
在另一个实施例中，具有时变包络s(t)的信号被分解为同相和正交分量，这些分量以时间偏移采样，由一个具有2Nbq量化比特的量化器量化。两组Nbq比特由两个映射器处理以将量化值分解为极性分量。对同相极性分量和正交极性分量进行滤波，然后将具有相同幅度的分量组合以形成Nbq偏移分量信号。
本发明的实施例在从属权利要求中定义。当结合附图和权利要求考虑时，本发明的其他目的、优点和新颖特征将从下面对本发明的详细描述中变得显而易见。
本发明的实施例可以用调制的单载波信号、调制的多载波信号、基带SC信号和基带MC信号来实施。
本发明的实施例可以用模拟和/或数字控制来实施。本发明可以用模拟部件或模拟部件和数字部件的组合来实施。本发明的实施例可以由现场可编程门阵列(FPGA)、微处理器或数字信号处理器(DSP)以及使用查找表来数字实施。
本发明的附加特征和优点将在下面的描述中阐述。然而，对于本领域的技术人员来说，基于本文所述的描述，进一步的特征和优点将是显而易见的，或者可以通过本发明的实践来了解。本发明优点将通过在书面描述和权利要求书以及附图中特别具体的结构和方法来实现和达到。
应当理解，以上概述和以下详细描述都是示例性和说明性的，并且旨在提供对所要求保护的本发明的实施例的进一步解释。本发明的实施例在从属权利要求中定义。当结合附图和权利要求考虑时，本发明的其他目的、优点和新颖特征将从下面对本发明的详细描述中变得显而易见。
附图说明
将参考附图描述本发明的实施例的各个方面，其中大体相似的附图标记指示相同或功能相似的元件。在详细描述中结合附图更全面地描述了本文公开的实施例的各个方面，包括上面概述的本发明的特征和优点，其中：
图1是根据将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法的处理流程图实施例。
图2是示出用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置的示例性实施例的框图。
图3是示出图2的同相和正交偏移采样器块209的第二示例性实施例的框图。
图4是示出图2的同相和正交偏移采样器块209的第三示例性实施例的框图。
具体实施方式
目录表
1.介绍
2.用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法
3.用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置和系统
4.概要
5.结论
1.介绍
本文公开了用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量(DSVEOC)的方法、装置和系统。将在第2和3节中提供根据本发明实施例的DSVEOC方法和系统的高级描述。
本节中提供的一些定义只是为了方便起见，并不是限制性的。基于本文提供的全部教导，这些术语的含义对于本领域技术人员将是显而易见的。
调制信号可以用s(t)＝sI(t)cos(wct)+jsQ(t)sin(wct)来描述，其中wc＝2πfc表示角频率，fc表示载波频率，sI(t)和sQ(t)分别表示同相和正交分量。信号也可以用
Figure BDA0003418436280000121
来描述，其中
Figure BDA0003418436280000122
表示复包络，sI(t)表示同相分量，sQ(t)表示正交分量，信号包络由
Figure BDA0003418436280000123
给出。当e(t)随时间不变时，该信号被称为恒定包络信号。时变包络信号是指e(t)随时间变化的信号。具有非恒定包络和相位的s(t)称为时变复包络信号。包络的动态范围(DR)表示信号包络变化的值范围。同相分量(DRi)的动态范围表示同相分量变化的值范围。正交分量(DRq)的动态范围表示正交分量变化的值的范围。
出于方便而非限制的目的，时变复包络信号在本文中有时被称为时变包络信号。
让我们考虑提交给分相器以获得输出同相分量sI(t)和正交分量sq(t)的输入信号s(t)。两个分量都以高于输入信号带宽的两倍的采样率fs＝1/Ts进行采样，同相分量和正交分量的采样时刻之间有时间偏移γTs。对于同相分量，采样处理导致采样信号
Figure BDA0003418436280000131
并且，对于正交分量，导致采样信号
Figure BDA0003418436280000132
让我们表示为时变包络信号在采样时刻nTs和snI(nTs)＝snI和snQ(nTs-γTs)＝snQ同相和正交分量的相应采样的时域采样s(nTs)＝sn。snI和snQ的动态范围分别为DRi和DRq。出于方便而非限制的目的，假定DRi＝DRq。
通过量化，可以将同相分量的时域样本snI转换为从可能的量化符号
Figure BDA0003418436280000133
的
Figure BDA0003418436280000135
有限字母表中提取的量化符号snI，q。此外，通过量化，可以将正交分量的时域样本snQ转换为从可能的量化符号
Figure BDA0003418436280000134
的
Figure BDA0003418436280000136
有限字母表中提取的量化符号。在每个分量中应用的Nbq量化比特和
Figure BDA0003418436280000137
量化水平是根据最大量化误差
Figure BDA0003418436280000141
和
Figure BDA0003418436280000142
来定义的，其中，Δi和Δq分别表示同相分量和正交分量的量化间隔。因为DRI＝DRQ，εIq＝εQq并且ΔI＝ΔQ＝Δ。对于每个分量Nbq，在量化器中采用量化比特
Figure BDA0003418436280000143
和
Figure BDA0003418436280000144
量化比特
Figure BDA0003418436280000145
印
Figure BDA0003418436280000146
的极性表示分别与量化比特
Figure BDA0003418436280000147
和
Figure BDA0003418436280000148
相关联。
因此，同相样本snI被转换成从量化值
Figure BDA0003418436280000149
的有限字母表中获得的量化值，该量化值可以表示为Nbq极性分量的和
Figure BDA00034184362800001410
和
Figure BDA00034184362800001411
量化值的有限字母表
Figure BDA00034184362800001412
中每个符号的正交分量可以表示为NmQ≤Nbq极性分量的和，这些极性分量是将量化值snq，QT分解为极性分量的结果，由下式给出
Figure BDA0003418436280000151
和
Figure BDA0003418436280000152
因此，在分解为极性分量结果后，对于同相分量
Figure BDA0003418436280000153
并且对于正交分量
Figure BDA0003418436280000154
每组Nbq极性分量中的每一个信号被提交给具有脉冲响应r(t)的频率响应的滤波器，该滤波器实现对采样信号的频谱的第一复制品的抵消，即，具有带宽B＜fs的滤波器。由于对于每个样本都有Nbq同相信号分量，所以Nbq滤波器输出一组同相分量
Figure BDA0003418436280000155
其中操作符*表示卷积。
对于Nbq滤波器之后的正交分量，我们有一组Nbq正交分量
Figure BDA0003418436280000161
将具有相同幅度的同相和正交对分量组合以产生Nbq偏移信号，该偏移信号相加产生原始信号的复包络的量化版本，由下式给出
Figure BDA0003418436280000162
2.用于将具有时变包络的信号分解为偏移分量的方法
根据本发明的实施例的DSVEOC方法依赖于将具有时变包络的信号分解为若干偏移信号分量的能力，当这些分量相加时产生原始信号的量化版本。
在下面的描述中，首先使用实施例的基本概念的数学推导在概念上呈现每个实施例。提出了DSVEOC的操作方法的一个实施例，随后是各种系统实施例。
在所有实施例中，出于方便而非限制的目的，对于输入信号的同相分量和正交分量都假定相同的量化规则。注意，在这些实施例中采用了两个相同的具有Nbq比特的量化器。出于说明而非限制的目的，还假定DRi＝DRq以及相同数量的同相和正交分量的量化比特。本发明的范围涵盖对同相和正交分量都使用一个量化器，以及使用不同的量化器并且DRi≠DRq，并且基于这里包含的教导，这种变化的实施方式对于本领域技术人员将是显而易见的。
因此，在DSVEOC的一个实施例中，将输入信号s(t)提交给分相器以获得同相分量sI(t)和正交分量sq(t)。以采样率fs＝1/Ts对两个分量进行采样，在采样时间之间有时间偏移，以分别产生同相分量和正交分量的采样版本snI和snQ。出于方便而非限制的目的，假定DRI＝DRQ。每个采样的信号分量被提交给具有Nbq比特的量化器。这意味着，同相样本snI被提交给量化器，以产生对应于从量化值
Figure BDA0003418436280000171
的有限字母表中获得的量化值的量化比特集。这也意味着，正交分量样本snQ被提交给量化器，以产生对应于从有限字母表
Figure BDA0003418436280000172
中获得的量化值的Nbq量化比特。接下来，将同相分量的量化比特提交给映射器，以生成由以下公式给出的Nbq极性分量：
Figure BDA0003418436280000173
其中，量化值可以被分解。
此外，将正交分量的量化比特提交给映射器，以生成由以下公式给出的Nbq极性分量：
Figure BDA0003418436280000174
其中，量化值可以被分解。
每组Nbq极性分量中的每一个信号被提交给具有脉冲响应r(t)的频率响应的滤波器，该滤波器实现对采样信号的频谱的第一复制品的抵消，即，具有带宽B＜fs的滤波器。由于对于每个样本都有Nbq同相极性分量和Nbq正交极性分量，所以Nbq滤波器输出一组同相信号分量
Figure BDA0003418436280000181
和一组Nbq正交信号分量
Figure BDA0003418436280000182
然后，在滤波后，将同相和正交分量的相同幅度分量对组合以产生Nbq偏移信号
Figure BDA0003418436280000183
这些信号可以被传送到放大级，在那里采用非线性放大器。
值得一提的是，Nbq偏移信号的和产生原始信号的复包络的量化版本，由下式给出
Figure BDA0003418436280000184
将参考图1的流程图进一步描述DSVEOC实施例的操作。用虚线表示可选部件。该处理在步骤101开始，其包括接收携带信息的信号，该信号将被分解为量化的偏移分量。在另一实施例中，这涉及接收携带信息的基带信号。在另一实施例中，这涉及接收携带中频信息的信号。在另一实施例中，这涉及接收携带信息的信号的同相和正交分量。
步骤102包括接收根据输入信号的信号频率设置的时钟信号。
步骤103包括接收根据输入信号的所需采样率设置的时钟信号。值得一提的是，如本领域技术人员所理解的，采样率可以根据输入信号的带宽和采样过程的所需时间分辨率而变化。
步骤104包括将输入信号提交给分相器以产生输入信号的同相和正交分量。
步骤105a包括根据由在步骤103中接收的时钟定义的采样率对同相分量进行采样。在图1的实施例示例中，通过采样电路或采样保持(S/H)电路来实施步骤105a。
步骤105b包括根据由在步骤103中接收的时钟定义的采样率对正交分量进行采样。在图1的实施例示例中，通过采样电路或采样保持(S/H)电路来实施步骤105b。在具有多载波信号的一些实施例中，可以通过具有更高时间分辨率的快速傅立叶变换(FFT)来实施步骤105a和105b。
步骤106包括通过延迟电路处理正交采样，以在同相分量的样本与正交分量的样本之间产生时间偏移。
步骤107包括在一个量化器中处理同相分量的样本和在另一个量化器中处理正交分量的样本，以分别产生对应于每个同相样本的量化值的量化比特和对应于每个正交样本的量化值的量化比特。如本领域技术人员基于本文的教导所理解的，可以由使用针对两个分量的样本的单个量化器的块来执行步骤107。此外，如本领域技术人员基于本文的教导所理解的，可以由比较器和具有量化值的相应量化比特的LUT来执行步骤107。
步骤108a包括在同相映射器中单独地处理量化的同相样本的量化比特，以产生其中根据
Figure BDA0003418436280000191
分解量化值的极性信号。步骤108b包括在正交映射器中单独地处理量化的同相样本的量化比特，以产生其中根据
Figure BDA0003418436280000201
分解量化值的极性分量。如本领域技术人员基于本文的教导所理解的，可以由比较器和具有对于两个分量的样本的量化值的量化比特的相应幅度和相位的LUT来执行步骤108b。重要的是要注意，在本发明的某些实施例中，可以由对同相和正交分量量化并直接生成量化比特和相应极性信号的块来执行步骤107、108a和108b。
步骤109A包括通过由具有所需频谱形状和低于采样频率的带宽的滤波器对每个极性同相分量进行滤波来处理极性同相分量。
步骤109B包括通过由具有所需频谱形状和低于采样频率的带宽的滤波器对每个极性正交分量信号进行滤波来处理极性正交分量。
步骤110包括通过对具有相同幅度的信号对求和来处理同相信号和正交信号，以产生一组Nbq偏移信号，其和等于输入信号的量化版本。
3.用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置和系统
图2的框图200是示出实现图1的处理流程图100的DSVEOC系统的可能实施例的示例。在图2的示例中，用虚线表示可选部件。在其他实施例中，附加部件可以是可选的。在该示例中，接收具有时变包络的数据信号201，还接收用于采样处理的时钟参考信号201a作为输入。在另一实施例中，信号201可以是时变包络信号的同相和正交分量，并且不需要分相器202。在另一实施例中，信号201可以是时变包络信号的同相和正交样本，并且不需要分相器202和采样器205和206。在其它实施例中，信号201可以是基带信号或IF信号。
时钟参考信号201a可以由采样块205和206、量化器210和211以及映射器214和215使用。公共时钟信号201a用于确保量化器212-{1，..，Nbq}和213-{1，..，Nbq}的输出是时间对齐的，以确保映射器214和215的输出是时间同步的，并且输出216-{1，..，Nbq}和217-{1，..，Nbq}也是同步的。本领域技术人员可以理解，时钟参考信号的选择是根据输入信号的带宽和期望的采样率进行的。在该实施例中，同相和正交偏移采样器块209由分相器202、采样器205和206组成，并且可以在正交采样器206的输出处具有可选的延迟块。信号207和208是209的输出，其被传送到偏移分量生成器224的量化器。
分相器202产生输入信号201的同相分量203和正交分量204。仍然参考图2，同相分量和正交分量由采样器205和206分别以采样率fs和采样时刻205和206之间的时间偏移采样。在另一实施例中，在采样器206的输出处采用可选延迟块，以确保两个分量和采样器205和206的样本之间的时间偏移是时间对齐的。
仍然参考图2，对应于同相采样信号sn，I(t)的信号207和对应于采样正交信号sn，Q(t)的信号208被发送到偏移分量生成器224，其中每个分量的每个样本由Nbq比特量化器转换。在块224中，每个同相样本在210中被量化为一组Nbq量化比特212-{1，..，Nbq}。此外，每个正交样本在211中被量化为一组Nbq量化比特213-{1，..，Nbq}。在两个极性分量映射器214和215中单独处理量化比特212-{1，..，Nbq}和213-{1，..，Nbq}，以分别产生与同相分量相关的极性信号
Figure BDA0003418436280000211
的Nbq信号组216-{1，..，Nbq}和与正交分量相关的极性信号
Figure BDA0003418436280000212
的Nbq信号组217-{1，..，Nbq}。在218-{1，..，Nbq}中，同相极性信号
Figure BDA0003418436280000213
由一组脉冲响应相同并且带宽低于采样率的Nbq滤波器滤波。正交极性信号组
Figure BDA0003418436280000221
的滤波操作由一组Nbq滤波器219-{1，..，Nbq}以与用于同相信号滤波的滤波器相同的脉冲响应来完成。
具有相同幅度的同相滤波信号220-{1，..，Nbq}和滤波正交信号221-{1，..，Nbq}对在223-{1，..，Nbq}中组合，以产生具有恒定或准恒定包络
Figure BDA0003418436280000222
的一组Nbq偏移信号223-{1，..，Nbq}。
在另一实施例中，两个量化器可以由具有2Nbq量化比特的一个量化器代替，并且作为输入的是同相分量的样本和正交分量的样本。在该量化器中，Nbq量化比特的子集被用于同相样本的量化，并且另一组Nbq比特被分配给正交样本的量化。
图3的框图300是示出图1的块209的第二实施例的示例，其中仅有一个采样器，如块308所示。在图3的示例中，用虚线表示可选部件。在该示例中，接收具有时变包络的数据信号301和用于采样处理的时钟参考信号301a作为输入。
时钟参考信号301a可以由分相器302和采样块305使用。公共时钟信号301a用于确保302的输出是时间对齐的，并且确保块305的输出是同步的。本领域技术人员可以理解，时钟参考信号的选择是根据输入信号和期望输出信号的带宽进行的。在302中处理输入信号301以产生输入信号的同相分量303和正交分量304。两个分量303和304都是样本块的输入，其产生以采样率fs和具有时间偏移γTs的两个分量的采样信号sn，I(t)和sn，Q(t)。在另一实施例中，采样块可以为两个分量生成时间对齐的样本，这是由连接到采样器的输出307的可选延迟块307a引入的时间偏移，其对应于具有正交分量的样本的信号。采样块306和307的输出(或当使用延迟块时的信号307b)是图2的偏移分量生成器224的输入。
图4的框图400是示出图1的块209的第三实施例的示例，其中采样器后接分相器，如块407所示。在图4的示例中，用虚线表示可选部件。在其他实施例中，附加部件可以是可选的。在该示例中，接收具有时变包络的数据信号401和用于采样处理的时钟参考信号401a作为输入。
时钟参考信号401a可以由采样器402和分相器404使用。公共时钟信号401a用于确保404的输出是同步的。本领域技术人员可以理解，时钟参考信号的选择是根据输入信号和期望输出信号的带宽进行的。402中以fs的速率对输入信号401进行采样以产生采样信号sn(t)。在分相器404中处理输入信号403的样本，该分相器404产生同相和正交分量sn，I(t)和sn，Q(t)，其是块404的输出信号405和406。在另一实施例中，可以通过可选延迟块406a将时间偏移应用于信号406。分相器块404的输出405和406(或可选地信号406b)是偏移分量生成器224的输入。
本领域技术人员可以理解，时钟参考信号的选择是根据输入信号和期望输出信号的带宽进行的。如本领域技术人员所理解的，不同的块可以使用其他参考时钟信号和不同的参考时钟信号。注意，出于说明而非限制的目的，两个量化器与两个映射器一起使用。本发明的范围涵盖一个量化器和两个映射器或不同数量的映射器的使用，并且基于本文包含的教导，这种变化的实施方式对于本领域技术人员将是显而易见的。在另一示例性实施例中，偏移分量生成器224可以包括FPGA和查找表，并且正交分量的采样可以在同相和正交采样之间添加时间偏移。
尽管上文已经描述了本公开的优选实施例，但本公开并不限于上文描述的特定配置。在不脱离本公开的范围的情况下，可以进行各种变化和修改。本领域技术人员应当理解，只要在所附权利要求或其等价物的范围内，根据设计要求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合和改变。
4.总结
本文提供了与将非偏移信号分解为偏移分量相关的新概念的数学基础。这些新概念允许使用商业上不可获得、文献或相关技术中未教导或发现的新技术从偏移分量的总和构造任意信号。此外，本公开中提供的各种技术和电路的混合提供了本发明的独特方面，其允许应用于每个偏移分量的放大器的优越线性度。可以通过硬件、软件和固件的混合来实施本发明的实施例。数字和模拟技术都可以在有或没有微处理器和DSP或有或没有FPGA的情况下使用。通常，本发明的实施例可以实施用于通信系统和电子设备。
5.结论
上面已经借助于说明其功能及其关系的功能构建块描述了本发明。为了便于描述，本文任意定义了这些功能构建块的边界。只要适当地执行指定的功能及其关系，就可以定义替代边界。因此，任何这样的替代边界都在所要求保护的发明的范围和精神内。本领域技术人员将认识到，这些功能构建块可以通过分立部件、执行适当软件的处理器等及其组合来实施。
尽管上文已经描述了本发明的各种实施例，但应当理解，它们仅作为示例而非限制的方式来呈现。因此，本发明的广度和范围不应受到上文描述的任何示例性实施例的限制，而应仅根据所附权利要求及其等同物来定义。

Claims (14)

1.一种用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，包括以下步骤：
根据待采样的输入信号的带宽，接收参考过采样率fs＝1/T，的时钟信号；
接收输入信号s(t)，所述输入信号s(t)可以是调制SC信号、调制MC信号、基带SC信号或基带MC信号，并在分相器中处理以获得同相分量sI(t)和正交分量sq(t)作为输出；
以采样率fs＝1/Ts，对分量sI(t)和正交分量sq(t)进行采样，采样时间之间有时间偏移，以分别产生同相分量和正交分量的采样版本snI和snQ；
在具有Nbq量化比特
Figure FDA0003418436270000011
和量化误差
Figure FDA0003418436270000012
的量化器中处理同相样本snI，其中，Δ表示最小量化间隔，以产生对应于从量化值的有限字母表
Figure FDA0003418436270000013
中获得的量化值的Nbq量化比特集；
在具有Nbq量化比特
Figure FDA0003418436270000014
和量化误差
Figure FDA0003418436270000015
的量化器中处理正交分量样本snQ，其中，Δ表示所述最小量化间隔，以产生对应于从量化值的有限字母表
Figure FDA0003418436270000016
中获得的量化值的Nbq量化比特集；
在映射器中处理所述同相分量的量化比特，以生成由以下公式给出的Nbq同相极性分量：
Figure FDA0003418436270000021
其中，所述量化值可以被分解，并且其中
Figure FDA0003418436270000022
在映射器中处理所述正交分量的量化比特，以生成由以下公式给出的Nbq正交极性分量：
Figure FDA0003418436270000023
其中，所述量化值可以被分解，并且其中
Figure FDA0003418436270000024
通过具有脉冲响应r(t)和频率响应的滤波器，对每组Nbq极性分量
Figure FDA0003418436270000025
和
Figure FDA0003418436270000026
进行滤波，所述滤波器实现对采样信号的频谱的第一复制品的抵消，即，具有带宽B＜fs的滤波器，以产生一组Nbq同相信号分量
Figure FDA0003418436270000027
和一组Nbq正交信号分量
Figure FDA0003418436270000031
将具有相同幅度的所述同相分量和所述正交分量滤波后合并，以产生Nbq偏移信号
Figure FDA0003418436270000032
其中，所述输入信号被分解。
2.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，所述接收携带信息的所述输入信号的步骤包括：
接收具有时变包络的一个带限信息信号，或者接收具有时变包络的一个带限信息信号的同相和正交相分量，或者接收具有时变包络的一个信息带限信号的同相和正交相分量的样本，或者包括接收具有时变包络的一个信息带限信号的样本。
3.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，所述在分相器中处理输入信号的步骤和所述采样的步骤的顺序可以颠倒，首先对所述信号进行采样，并将得到的样本提交给分相器，在输出中具有与所述正交分量的样本相关联的延迟块，以在采样分量之间引入所述时间偏移。
4.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，所述量化步骤包括：
两个并行的量化器，其中，一个量化器量化同相分量的每个样本并产生对应于所述同相样本的量化版本的Nbq量化比特，另一个量化器量化正交分量的每个样本以产生对应于所述正交分量的样本的量化版本的Nbq量化比特。
5.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，所述同相样本snI的量化的步骤和所述处理正交样本snQ的步骤仅包括一个具有2Nbq量化比特的量化器，具有用于所述同相样本的量化的Nbq比特和用于所述正交样本的Nbq量化比特。
6.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，所述处理量化比特的步骤包括：
处理同相样本snI涉及在映射器中处理所述Nbq量化比特，以便为每个量化比特生成对应的极性分量，所述极性分量与所述量化值分解为极性分量相关联；
处理量化比特正交样本snQ涉及在映射器中处理所述Nbq量化比特，以便为每个量化比特生成对应的极性分量，所述极性分量与所述量化值分解为极性分量相关联。
7.根据权利要求1所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的方法，其中，在量化器中处理所述同相样本snI的所述步骤和处理所述量化比特以产生所述极性分量的所述步骤可以由将所述量化样本直接映射到相应极性分量的单个电路来实施，并且其中，在量化器中处理所述正交样本snQ以产生所述量化比特的所述步骤和处理所述量化比特以产生所述极性分量的所述步骤可以由将所述量化样本直接映射到相应极性分量的单个电路来实施。
8.一种用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，包括：
输入电路，接收携带要发送的信息位的输入信号；
输入电路，接收具有根据所述输入信号的信号频率设置的值的时钟信号；
分相器电路，处理所述输入信号并产生同相分量和正交分量；
采样电路，根据采样率，以采样时刻之间的时间偏移对输入信号的所述同相分量和所述正交分量进行采样，以产生具有时间偏移的所述同相分量和所述正交分量的样本；
量化器电路，耦合到所述采样电路，量化同相采样snI并产生对应于量化符号的Nbq同相量化比特；
量化器电路耦合到所述采样电路，量化正交采样snQ并产生对应于量化符号的Nbq正交量化比特；
同相极性映射器耦合到所述同相分量的量化器，处理所述Nbq同相量化比特以产生其中量化值被分解的Nbq同相极性信号集；
正交极性映射器耦合到所述正交分量的量化器，处理所述Nbq正交量化比特以产生其中量化值被分解的Nbq同相极性信号集；
通过具有相同脉冲响应并且带宽低于所述采样率的Nbq滤波器对所述Nbq同相极性信号分量中的每一个进行滤波；
通过具有相同脉冲响应并且带宽低于所述采样率的Nbq滤波器对所述Nbq正交极性信号分量中的每一个进行滤波；
处理经滤波的同相和正交信号，并对具有相同幅度的同相分量和正交滤波分量对求和，以产生Nbq偏移信号集。
9.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，所述采样电路可以放置在所述分相器电路之前，所述分相器电路处理所述输入信号并产生所述同相分量和所述正交分量；
10.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，所述采样电路可以根据所述采样率在相同的时刻对所述输入信号的所述同相分量和所述正交分量进行采样，以产生所述同相分量和所述正交分量的样本，并且具有所述正交分量的样本的输出分支耦合到延迟电路，所述延迟电路在所述正交分量的所述样本中引入时间偏移。
11.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，所述同相分量和所述正交分量的样本的量化能够由一个量化器来完成，所述量化器具有连接到两个映射器的2Nbq比特，所述映射器产生Nbq同相极性分量和Nbq正交极性分量。
12.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，所述量化比特的量化和映射可以由映射器来完成，所述映射器将所转换的同相样本snI和正交样本snQ分别直接转换成相应的Nbq同相极性分量和Nbq正交极性分量组。
13.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，所述采样电路、量化所采样的所述量化器电路和量化比特的映射能够由现场可编程门阵列(FPGA)、微处理器或数字信号处理器(DSP)以及使用查找表来实施。
14.根据权利要求8所述的用于将具有变化包络的信号分解为偏移分量的装置，其中，用于对每个极性分量进行滤波的所述滤波器可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器、模拟滤波器、数字滤波器或模数转换器(ADC)。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220255522A1 (en) * 2020-11-18 2022-08-11 Paulo Carvalho Digitally controlled multistage combiner with a cascade of combiners

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110708268B (zh) * 2019-09-25 2021-08-27 维沃移动通信有限公司 一种信号调制装置及终端
US11177995B2 (en) * 2020-02-05 2021-11-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatus for communicating a single carrier waveform
US11237059B1 (en) * 2020-12-14 2022-02-01 Gerchberg Ophthalmic Dispensing, PLLC Totagraphy: Coherent diffractive/digital information reconstruction by iterative phase recovery using special masks

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6650264B1 (en) * 1999-03-10 2003-11-18 Cirrus Logic, Inc. Quadrature sampling architecture and method for analog-to-digital converters
US7053804B1 (en) * 2004-11-18 2006-05-30 Analog Devices, Inc. Phase-error reduction methods and controllers for time-interleaved analog-to-digital systems
EP2725707A1 (en) * 2012-10-29 2014-04-30 Thales Holdings UK Plc Sampling device
WO2019074384A1 (en) * 2017-10-10 2019-04-18 De Araujo Borges Montezuma De Carvalho Paulo Miguel ANALOGUE-DIGITAL CONVERTER WITH QUANTIFIED DIGITAL CONTROLLED AMPLIFICATION

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6320914B1 (en) 1996-12-18 2001-11-20 Ericsson Inc. Spectrally efficient modulation using overlapped GMSK
US6470055B1 (en) 1998-08-10 2002-10-22 Kamilo Feher Spectrally efficient FQPSK, FGMSK, and FQAM for enhanced performance CDMA, TDMA, GSM, OFDN, and other systems
AU5796499A (en) 1998-08-31 2000-03-21 Kamilo Feher Feher keying (fk) modulation and transceivers including clock shaping processors
US7957712B2 (en) * 2008-06-16 2011-06-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Double-LINC switched-mode transmitter
DE102009033788A1 (de) * 2009-07-17 2011-03-03 Astrium Gmbh Verfahren zum Empfangen eines Signals und Empfänger
US9460729B2 (en) * 2012-09-21 2016-10-04 Dolby Laboratories Licensing Corporation Layered approach to spatial audio coding

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6650264B1 (en) * 1999-03-10 2003-11-18 Cirrus Logic, Inc. Quadrature sampling architecture and method for analog-to-digital converters
US7053804B1 (en) * 2004-11-18 2006-05-30 Analog Devices, Inc. Phase-error reduction methods and controllers for time-interleaved analog-to-digital systems
EP2725707A1 (en) * 2012-10-29 2014-04-30 Thales Holdings UK Plc Sampling device
WO2019074384A1 (en) * 2017-10-10 2019-04-18 De Araujo Borges Montezuma De Carvalho Paulo Miguel ANALOGUE-DIGITAL CONVERTER WITH QUANTIFIED DIGITAL CONTROLLED AMPLIFICATION

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220255522A1 (en) * 2020-11-18 2022-08-11 Paulo Carvalho Digitally controlled multistage combiner with a cascade of combiners
US11522511B2 (en) * 2020-11-18 2022-12-06 Paulo Carvalho Digitally controlled multistage combiner with a cascade of combiners

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