CN114335952A - 一种相位差和分配比可重构的滤波功分器及天线系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种相位差和分配比可重构的滤波功分器及天线系统，涉及射频与微波通信领域，解决了现有功分器的相位差和分配比固定或单一不可调的问题，其技术方案要点是：包括金属接地板和介质基板，所述介质基板设置在金属接地板上，介质基板上还包括两个正交功分器、一个错位π型平衡耦合线、变容二极管和直流偏置电压。信号由射频输入输出端口P1经过端口微带线，进入第一级正交功分器，错位π型平衡耦合线左右两端将两个正交功分器进行连接，同时错位π型平衡耦合线上的每个变容二极管都并联了一个直流偏置电压。本发明具有分配比和相位差同时可调的优点，且分配比和相位差在一定范围内是连续可调的，调节方式简单，易于实现。

Description

一种相位差和分配比可重构的滤波功分器及天线系统

技术领域

本发明涉及一种射频与微波通信领域，更具体地说，它涉及一种相位差和分配比可重构的滤波功分器及天线系统。

背景技术

功分器也称为功率分配器，常用于MIMO天线系统、多端口测试系统、功率放大器射频前端电路等电路。随着通信系统的不断更新，未来的无线通信系统中的器件也必将朝着更加智能化、小型化、多功能化和低成本的方向发展。然而传统的功分器的功率分配比单一不可调或只有单一的调节功能，且在使用功分器的时若想同时实现滤波的功能，此时则需要使用功分器和滤波器两种不同的器件，显然这限制了通信系统的发展。

目前，为适应通信系统日新月异的变化，设计多功能、小型化、智能化和低成本的功率分配器是国内外许多学者的研究方向。同时，在功分器的实际应用工程中，需要滤除噪声干扰因此会在系统中加入滤波器，但滤波器的加入会造成谐波干扰加重、体积增大、增高成本和增加损耗等风险。因此滤波功分一体化的多功能器件的研究尤为重要。

发明内容

本发明的目的是提供一种相位差和分配比可重构的滤波功分器及天线系统，以解决现有功分器的相位差和分配比固定或单一不可调的问题。

本发明的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：

第一方面，提供了一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，包括金属接地板和介质基板，所述介质基板设置在金属接地板上，还包括分别设置在所述介质基板上的第一级正交功分器、错位π型平衡耦合线、第二级正交功分器、四个射频输入输出端口、隔离电容、直流偏置电压和变容二极管，所述错位π型平衡耦合线包括第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线；

所述第一级正交功分器连接有两个所述射频输入输出端口，余下两个所述射频输入输出端口连接在所述第二级正交功分器上，所述第一级正交功分器与第二级正交功分器通过所述第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线连接，所述隔离电容的一端连接所述错位π型平衡耦合线，另一端连接所述变容二极管的一端，所述变容二极管的另一端接地连接，所述直流偏置电压与所述变容二极管并联连接。

与现有技术相比较，本发明采用两个正交功分器级联，中间采用错位π型平衡耦合线将两个正交功分器连接，通过调节π型平衡耦合线的电长度可实现相位差和分配比在较大范围内的调节，通过变容二极管实现相位差和分配比在一定范围内连续可调，采用微带线谐振器实现功分滤波一体化，并且变容二极管上还并联了一个直流偏置电压，通过给直流偏置电压接入外部电源，可控制变容二极管的电容大小，并且与变容二极管连接的隔离电容还可保护电路不受直流电压的影响，因此本发明解决了功分器的功率分配比和相位差变化单一且范围过小、且不可同时调节的问题。

进一步的，所述第一错位π型平衡耦合线包括第一上错位平行传输线、第一中部平行传输线和第一下错位平行传输线，所述第一中部平行传输线两端均连接所述隔离电容和变容二极管后接地；

所述第二错位π型平衡耦合线包括第二上错位平行传输线、第二中部平行传输线和第二下错位平行传输线，所述第二中部平行传输线两端均连接所述隔离电容和变容二极管后接地。

进一步的，所述射频输入输出端口包括第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2，所述第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2与所述第一级正交功分器连接；

所述第一级正交功分器上包括第一微带线、第二微带线、第三微带线和第四微带线，所述第一微带线左端连接第一射频输入输出端口P1和第一错位π型平衡耦合线，所述第三微带线左端连接第二射频输入输出端口P2和第二错位π型平衡耦合线。

进一步的，所述射频输入输出端口还包括第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4，所述第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4与所述第二级正交功分器连接；

所述第二级正交功分器上包括第五微带线、第六微带线、第七微带线和第八微带线，所述第五微带线左端连接第三射频输入输出端口P3和第一错位π型平衡耦合线，所述第七微带线左端连接第四射频输入输出端口P4和第二错位π型平衡耦合线。

进一步的，所述变容二极管的数量为四个，包括第一变容二极管D1、第二变容二极管D2、第三变容二极管D3和第四变容二极管D4；

所述隔离电容的数量为四个，包括第一隔离电容C1、第二隔离电容C2、第三隔离电容C3和第四隔离电容C4；

所述第一变容二极管D1与所述第一隔离电容C1连接，所述第二变容二极管D2与所述第二隔离电容C2连接，所述第三变容二极管D3与所述第三隔离电容C3连接，所述第四变容二极管D4与所述第四隔离电容C4连接。

进一步的，所述第一变容二极管D1并联有直流偏置电压V1，所述第二变容二极管D2并联有直流偏置电压V2，所述第三变容二极管D3并联有直流偏置电压V4，所述第四变容二极管D4并联有直流偏置电压V4。

进一步的，所述射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、第二微带线和第四微带线的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；

所述第一微带线和第三微带线的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

进一步的，所述射频输入输出端口P3、射频输入输出端口P4、第六微带线和第八微带线的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；

所述第五微带线和第七微带线的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

进一步的，所述错位π型平衡耦合线的特性阻抗为Z0/√2。

第二方面，提供了一种阵列天线系统，包括第一方面任一项所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.本发明具有分配比和相位差同时可调的优点，解决了传统功分器分配比固定单一的问题，且分配比和相位差在一定范围内是连续可调的，调节方式简单，易于实现。

2.本发明采用两个正交功分器级联，中间采用错位π型平衡耦合线将两个正交功分器连接，通过调节π型平衡耦合线的电长度可实现相位差和分配比在较大范围内的调节，解决了功分器的功率分配比和相位差变化单一且范围过小、且不可同时调节的问题。

3.本发明采用错位π型平衡耦合线，结合微带线谐振器的滤波结构，通过π型枝节谐振器设计了一款等效阻抗为Z0/√2欧姆的带通滤波器，并通过等效替换了正交功分器的两条λ/4传输线，可实现功分滤波一体化的优点，解决了现有技术中需要同时使用功分器和滤波器两种器件体积大、高成本、高损耗等问题。

4.本发明中的微带线结构、介质基板、金属接地板等都可以采用普通的印刷电路板工艺制作，因此具有易于集成、便于加工和成本低廉的优点。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1为本发明一实施例提供的基于相位差和分配比可重构的具有滤波功能的功分器结构示意图。

图2为本发明一实施例提供的正交功分器结构示意图；

图3为本发明一实施例提供的可重构π型枝节谐振器示意图；

图4为本发明一实施例提供的平行耦合线示意图；

图5为本发明一实施例提供的可重构π型枝节谐振器S参数仿真结果图；

图6为本发明一实施例提供的可重构功分器幅度随电压的变化曲线图；

图7为本发明一实施例提供的可重构功分器相位随电压的变化曲线图；

图8为本发明一实施例提供的电压为3V时S参数随频率的变化曲线图；

图9为本发明一实施例提供的电压为9V时S参数随频率的变化曲线图。

附图中标记及对应的零部件名称：

1、第一级正交功分器；2、第二级正交功分器；3、错位π型平衡耦合线；11、第一微带线；12、第二微带线；13、第三微带线；14、第四微带线；21、第五微带线；22、第六微带线；23、第七微带线；24、第八微带线；31、第一上错位平行传输线；32、第一中部平行传输线；33、第一下错位平行传输线；36、第二上错位平行传输线；35、第二中部平行传输线；34、第二下错位平行传输线。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

实施例：

如图1所示，本申请实施例提供一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，包括金属接地板和介质基板，介质基板设置在金属接地板上，还包括分别设置在介质基板上的第一级正交功分器1、错位π型平衡耦合线3、第二级正交功分器2、四个射频输入输出端口、隔离电容、直流偏置电压和变容二极管，错位π型平衡耦合线3包括第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线；

第一级正交功分器1连接有两个射频输入输出端口，余下两个射频输入输出端口连接在第二级正交功分器2上，第一级正交功分器1与第二级正交功分器2通过第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线连接，隔离电容的一端连接错位π型平衡耦合线3，另一端连接变容二极管的一端，变容二极管的另一端接地连接，直流偏置电压与变容二极管并联连接。

具体的，采用RT/duroid5870作为微带线的介质基板，其介电常数为2.33，介质板高度为0.787mm，损耗角正切值为0.002，金属厚度为0.1mm，变容二极管D1、变容二极管D2、变容二极管D3、变容二极管D4采用SMV1245-011型号二极管，由于采用的是SMV1245-011型号的变容二极管，因此直流偏置电压的电压范围为0-12V，若变容二极管的型号改变，则直流偏置电压的电压范围则也相应的与变容二极管的型号相匹配，隔离电容的电容值在1.02～7.37pF之间变化。如图1所示，第一级正交功分器1与第二级正交功分器2通过错位π型平衡耦合线3连接起来，形成最小单元的级联功分器，还可以是只存在一个正交功分器，即假如正交功分器的数目为n，那么错位π型平衡耦合线3的数量即为n-1，n为一个不小于1的整数，由图1可看出，错位π型平衡耦合线3包括上下两部分，主体上包括第一级正交功分器1、第二级正交功分器2、错位π型平衡耦合线3、四个可调谐枝节变容二极管、四个隔离电容、射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、射频输入输出端口P3和射频输入输出端口P4。第一级正交功分器1、第二级正交功分器2、错位π型平衡耦合线3、四个可调谐枝节变容二极管、射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、射频输入输出端口P3、射频输入输出端口P4均加载在介质基板上，介质基板背后为金属接地板。

信号由射频输入端口P1经过端口微带线，进入第一级正交功分器1，错位π型平衡耦合线3左右两端将两个正交功分器进行连接，同时错位π型平衡耦合线3上的每个变容二极管都并联了一个直流偏置电压。本发明的功率分配器相位差和功率分配比同时可调，且在一定范围内连续可调，同时采用错位π型平衡耦合线3，结合微带线谐振器的滤波结构，可实现功分滤波一体化的优点，且结构简单，易于实现。

本申请更进一步的一个实施例中，第一错位π型平衡耦合线包括第一上错位平行传输线31、第一中部平行传输线32和第一下错位平行传输线33，第一中部平行传输线32两端均连接隔离电容和变容二极管后接地；

第二错位π型平衡耦合线包括第二上错位平行传输线36、第二中部平行传输线35和第二下错位平行传输线34，第二中部平行传输线35两端均连接隔离电容和变容二极管后接地。

具体的，如图1所示，错位π型平衡耦合线3包括微带线、两个隔离电容和两个变容二极管，微带线经过一个隔离电容和一个变容二极管后接地；第一错位π型平衡耦合线的位置在上方，第二错位π型平衡耦合线的位置在下方。

上方的第一中部平行传输线32左端经过隔离电容C1和变容二极管D1后接地，右端经过隔离电容C3和变容二极管D3后接地，形成了上方的错位π型平衡耦合线3，即第一错位π型平衡耦合线；下方的第二中部平行传输线35左端经过隔离电容C2和变容二极管D2后接地，右端经过隔离电容C4和变容二极管D4后接地，形成了下方的错位π型平衡耦合线3，即第二错位π型平衡耦合线。

本申请更进一步的一个实施例中，射频输入输出端口包括第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2，第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2与第一级正交功分器1连接；

第一级正交功分器1上包括第一微带线11、第二微带线12、第三微带线13和第四微带线14，第一微带线11左端连接第一射频输入输出端口和第一错位π型平衡耦合线，第三微带线13左端连接第二射频输入输出端口和第二错位π型平衡耦合线。

具体的，如图1所示，第一级正交功分器1包括第一微带线11、第二微带线12、第三微带线13、第四微带线14，第一微带线11连接射频输入输出端口P1和错位π型平衡耦合线3，第三微带线13连接射频输入输出端口P2和错位π型平衡耦合线3。

本申请更进一步的一个实施例中，射频输入输出端口还包括第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4，第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4与第二级正交功分器2连接；

第二级正交功分器2上包括第五微带线21、第六微带线22、第七微带线23和第八微带线24，第五微带线21左端连接第三射频输入输出端口P3和第一错位π型平衡耦合线，第七微带线23左端连接第四射频输入输出端口P4和第二错位π型平衡耦合线。

具体的，如图1所示，第二级正交功分器2包括第五微带线21、第六微带线22、第七微带线23和第八微带线24，第五微带线21连接射频输入输出端口P3和错位π型平衡耦合线3，第七微带线23连接射频输入输出端口P4和错位π型平衡耦合线3。

本申请更进一步的一个实施例中，变容二极管的数量为四个，包括第一变容二极管D1、第二变容二极管D2、第三变容二极管D3和第四变容二极管D4；

隔离电容的数量为四个，包括第一隔离电容C1、第二隔离电容C2、第三隔离电容C3和第四隔离电容C4；

第一变容二极管D1与所述第一隔离电容C1连接，第二变容二极管D2与第二隔离电容C2连接，第三变容二极管D3与第三隔离电容C3连接，第四变容二极管D4与第四隔离电容C4连接。

具体的，隔离电容C1、隔离电容C2、隔离电容C3、隔离电容C4加载在直流电压源附近是为了避免电压源对功分器的射频信号产生干扰。

本申请更进一步的一个实施例中，第一变容二极管D1并联有直流偏置电压V1，第二变容二极管D2并联有直流偏置电压V2，第三变容二极管D3并联有直流偏置电压V4，第四变容二极管D4并联有直流偏置电压V4。

具体的，如图1所示，变容二极管D1、变容二极管D2、变容二极管D3、变容二极管D4均有一直流偏置电压加载在变容二极管上，直流偏置电压V1、直流偏置电压V2、直流偏置电压V3、直流偏置电压V4在接入变容二极管模块时均为添加两根引线，两根引线分别接上直流电压源的正负极。图1中的直流偏置电压V1加载在变容二极管D1上，直流偏置电压V2加载在变容二极管D2上，直流偏置电压V3加载在变容二极管D3上，直流偏置电压V4加载在变容二极管D4上。

本申请更进一步的一个实施例中，射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、第二微带线12和第四微带线14的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；第一微带线11和第三微带线13的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

具体的，如图2所示，图2详细展示了正交功分器的网络结构图。当Z₀＝50Ω，θ₀＝π/2，θ₁+θ₂＝π时，同时满足正交功分器的网络相位条件θ₁＝θ₂＝π/2时，混合网络等效于普通的3dB正交功分器。由于正交功分器具有完全对称的结构特性，因此可使用奇偶模分析法对其进行分析，可简化结构。

功分器中最经典的结构为威尔金森功分器，威尔金森功分器是一个三端口网络。信号从一段50欧姆的微带线输入，而后信号分成两路经过四分之一波长传输线输出，当功分器的输出传输线完全对称时，功分器的两个输出端口功率等分。

三端口网络若要取得较好的隔离度，一般在两个输出端口中间会加上一个隔离电阻。四端口网络与三端口网络进行对比可以发现，四端口网络可以同时具有互易性、无损耗和所有端口完全匹配等优点，且无需使用隔离电阻使功分器有较好的隔离度，在加工上也有所简化。

假设四端口网络四端口均匹配，且具有互易性，则其散射特性S矩阵为：

由于四端口网络具有互易性，则上式矩形满足：S_ij＝S_ji。

假设该四端口网络为无耗性网络，则S矩形满足：

|S₁₂|²+|S₁₃|²＝|S₁₂|²+|S₂₄|²＝|S₁₃|²+|S₃₄|²＝|S₂₄|²+|S₃₄|²＝1

同时，为方便对散射系数进行分析，假设：

S₁₂＝S₃₄＝α

S₁₃＝βe^jθ

S₂₄＝βe^jφ

其中α和β为对应参数的幅度，θ和φ为对应参数的相位。

将S矩阵的二行与三行相乘可以得到：

此时相位应满足：

θ+φ＝π±2nπ

根据以上的公式，相位一般有两种情况：

(1)当θ＝φ＝π/2时，则S参数矩阵为：

此时，该四端口网络可称为正交功分器(90°混合网络)，也可称为混合耦合器。

(2)当θ＝0且φ＝π时，则S参数矩阵为：

此时，该四端口网络可称为混合环型耦合器。

以上两种常见的相位情况分别为对称和反对称四端口网络，其中，振幅需满足：α²+β²＝1。

微带线谐振器因其性能与传统的RLC串并联电路相同，因此可将微带线谐振器代替RLC串并联电路用于滤波器中。常用的微带线谐振器结构有：阶跃阻抗谐振器、λ/4平行耦合线和λ/4开路/短路线等。这些微带线谐振器结构用于滤波器中可以使滤波器有较好的集成度，但其功能范围较窄，只能实现单一频点的工作，在多功能和智能化方面有所欠缺。

请参考图3，如图3为可重构π型枝节谐振器，谐振器由两个错位平行耦合线和两条枝节可调的微带线构成。

根据传输线基本原理，可以得到单条枝节微带线的输入阻抗为：

当Z_in＝0时，假设θ₁＝θ₂＝θ，则

此时θ有以下两种情况：

θ两种不同情况的取值分别对应两个不同传输零点，可以看到传输零点都与特性阻抗Z₁和Z₂有关，即可通过改变其中任何一个特性阻抗，都可改变该谐振器的传输零点。

将该可重构π型枝节谐振器加载到功分器中，通过这两种结构的级联可使功分器在具有滤波功能的同时还具有可重构性。正交功分器的两条横向传输线的特性阻抗为50/√2欧姆，将π型微带线谐振器等效为两条特性阻抗为50/√2欧姆的传输线，则功分器可实现滤波和可重构功能。

图4为一对特性阻抗和电长度均相同的平行耦合线图，通过对该平行耦合线的四个端口的电压和电流进行分析，可以该平行耦合线的[ABCD]矩阵为：

当平行耦合线端口P2和端口P4开路，假设端口P3负载为Z_L时，则可得端口P1的输入阻抗为：

为了验证该错位平行耦合线是否具有滤波功能，将上式与传输线输入阻抗公式相结合，利用ADS中的Linecalc工具，以工作频率为2.45GHz为例，当输入阻抗Z_in＝50/√2时，平行耦合线的长为23mm，宽为0.4mm。

本申请更进一步的一个实施例中，射频输入输出端口P3、射频输入输出端口P4、第六微带线22和第八微带线24的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；第五微带线21和第七微带线23的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

具体的，参见上述实施例的解释说明。

本申请更进一步的一个实施例中，错位π型平衡耦合线3的特性阻抗为Z0/√2。

具体的，参见上述实施例的解释说明。

以下对本发明具有滤波功能的相位差和分配比可重构功分器进行详细说明，以工作频率f为2.45GHz为例。

如图1所示，第一级正交功分器1中的第一微带线11、第三微带线13长度为21.7mm，宽度为3.55mm，第一级正交功分器1中的第二微带线12、第四微带线14长度为21.7mm，宽度为2.23mm，第五微带线21、第七微带线23长度为21.7mm，宽度为3.55mm，第六微带线22、第八微带线24长度为21.7mm，宽度为2.23mm。射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、射频输入输出端口P3、射频输入输出端口P4长度为10mm，宽度为2.23mm。当功分器工作时，信号从射频输入输出端口P1左端输入，从第一微带线11、第二微带线12、第四微带线14输出。

错位π型平衡耦合线3中第一上错位平行传输线31、第一下错位平行传输线33、第二下错位平行传输线34、第二上错位平行传输线36长度为7.5mm，宽度为0.4mm，第一中部平行传输线32、第二中部平行传输线35长度为15mm，宽度为0.4mm。当器件正常工作时，信号经过错位π型平衡耦合线3，并将信号传输到第二级正交功分器2。

图5为可重构π型枝节谐振器仿真结果，从图5中可以看到该带通滤波器的工作中心频点为2.45GHz，S₁₁参数小于-18dB的工作频率范围为2.16～2.84GHz，工作带宽为680MHz，符合设计目标。因此可以得到该平行耦合线具有滤波功能。

本发明通过控制加载在变容二极管两端的直流偏置电压大小来改变电容大小，从而控制功分器的相位差和分配比的变化，变容二极管采用SMV1245-011型号，其尺寸便于焊接，加载的电压控制在0～12V范围内。

图6是可重构功分器幅度随电压的变化曲线图，当直流偏置电压V1、V2、V3、V4加载同一电压源，电压源V在0～12V内进行扫描，从图6中可以看出该滤波功分器的功率分配比S₄₁-S₃₁在22.01～56.59dB范围内可调。

图7是可重构功分器相位随电压的变化曲线，同样的，电压源V也在0～12V范围内变化，从图7中可以看出滤波功分器的相位差S₄₁-S₃₁在-341.1～-91.0°范围内可重构。

图8是电压为3V时S参数随频率的变化曲线图，根据从图8中可以看出其S₁₁参数小于-18dB的工作频率为2.29～3.00GHz，工作带宽为710MHz，能实现宽带滤波功分的功能。当所设计的滤波功分器工作在2.45GHz频点时，插入损耗S₂₁为-0.45dB，S₃₁和S₄₁的输出功分比为1.8：1。

图9是电压为9V时S参数随频率的变化曲线图，根据从图9中可以看出其S₁₁参数小于-18dB的工作频率为2.33～2.54GHz。当所设计的滤波功分器工作在2.45GHz频点时，插入损耗S₂₁为-0.23dB，S₃₁和S₄₁的输出功分比为1.7：1。

综合上述分析与仿真，本实例提供了一个相位差和分配比可重构的滤波功分器，功分器由两个正交功分器结构、错位π型平行耦合线和四个变容二极管组成，能实现相位差和分配比可调，且能实现滤波功能。

本申请实施例还提供了一种阵列天线系统，包括上述实施例中的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器。

具体的，本实施例的滤波功分器可以一个最小功能单元应用在实时功率分配和大规模的阵列天线系统中，使得阵列天线系统可达到相位差和分配比均可在一定范围内进行调节，且能实现滤波功能。还可以应用在实时功率分配、大规模的相控阵列雷达系统等，还可以应用于MIMO天线系统、多端口测试系统、功率放大器射频前端电路等，均能实现相同的有益效果。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，包括金属接地板和介质基板，所述介质基板设置在金属接地板上，其特征在于，还包括分别设置在所述介质基板上的第一级正交功分器(1)、错位π型平衡耦合线(3)、第二级正交功分器(2)、四个射频输入输出端口、隔离电容、直流偏置电压和变容二极管，所述错位π型平衡耦合线(3)包括第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线；

所述第一级正交功分器(1)连接有两个所述射频输入输出端口，余下两个所述射频输入输出端口连接在所述第二级正交功分器(2)上，所述第一级正交功分器(1)与第二级正交功分器(2)通过所述第一错位π型平衡耦合线和第二错位π型平衡耦合线连接，所述隔离电容的一端连接所述错位π型平衡耦合线(3)，另一端连接所述变容二极管的一端，所述变容二极管的另一端接地连接，所述直流偏置电压与所述变容二极管并联连接。

2.根据权利要求1所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述第一错位π型平衡耦合线包括第一上错位平行传输线(31)、第一中部平行传输线(32)和第一下错位平行传输线(33)，所述第一中部平行传输线(32)两端均连接所述隔离电容和变容二极管后接地；

所述第二错位π型平衡耦合线包括第二上错位平行传输线(36)、第二中部平行传输线(35)和第二下错位平行传输线(34)，所述第二中部平行传输线(35)两端均连接所述隔离电容和变容二极管后接地。

3.根据权利要求1所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述射频输入输出端口包括第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2，所述第一射频输入输出端口P1和第二射频输入输出端口P2与所述第一级正交功分器(1)连接；

所述第一级正交功分器(1)上包括第一微带线(11)、第二微带线(12)、第三微带线(13)和第四微带线(14)，所述第一微带线(11)左端连接第一射频输入输出端口P1和第一错位π型平衡耦合线，所述第三微带线(13)左端连接第二射频输入输出端口P2和第二错位π型平衡耦合线。

4.根据权利要求1所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述射频输入输出端口还包括第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4，所述第三射频输入输出端口P3和第四射频输入输出端口P4与所述第二级正交功分器(2)连接；

所述第二级正交功分器(2)上包括第五微带线(21)、第六微带线(22)、第七微带线(23)和第八微带线(24)，所述第五微带线(21)左端连接第三射频输入输出端口P3和第一错位π型平衡耦合线，所述第七微带线(23)左端连接第四射频输入输出端口P4和第二错位π型平衡耦合线。

5.根据权利要求1所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述变容二极管的数量为四个，包括第一变容二极管D1、第二变容二极管D2、第三变容二极管D3和第四变容二极管D4；

所述隔离电容的数量为四个，包括第一隔离电容C1、第二隔离电容C2、第三隔离电容C3和第四隔离电容C4；

所述第一变容二极管D1与所述第一隔离电容C1连接，所述第二变容二极管D2与所述第二隔离电容C2连接，所述第三变容二极管D3与所述第三隔离电容C3连接，所述第四变容二极管D4与所述第四隔离电容C4连接。

6.根据权利要求5所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述第一变容二极管D1并联有直流偏置电压V1，所述第二变容二极管D2并联有直流偏置电压V2，所述第三变容二极管D3并联有直流偏置电压V4，所述第四变容二极管D4并联有直流偏置电压V4。

7.根据权利要求3所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述射频输入输出端口P1、射频输入输出端口P2、第二微带线(12)和第四微带线(14)的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；

所述第一微带线(11)和第三微带线(13)的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

8.根据权利要求4所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述射频输入输出端口P3、射频输入输出端口P4、第六微带线(22)和第八微带线(24)的特性阻抗为Z0，物理长度为λ/4；

所述第五微带线(21)和第七微带线(23)的特性阻抗是Z0/√2，物理长度为λ/4。

9.根据权利要求1所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器，其特征在于，所述错位π型平衡耦合线(3)的特性阻抗为Z0/√2。

10.一种阵列天线系统，其特征在于，包括权利要求1至9任一项所述的一种相位差和分配比可重构的滤波功分器。

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