CN114270740B - 使用所估计位的线性组合的数字无线电信号的接收 - Google Patents

Abstract

一种数字无线电接收器接收包括多个位的经编码的数字无线电信号。所述接收器确定表示对所述位的估计的多个软位并且将所述软位存储在速率解匹配缓冲区(18)中。所述接收器根据所述缓冲区(18)的第一子集计算软位的第一线性组合并且根据所述缓冲区(18)的第二子集计算软位的第二线性组合。所述接收器计算所述第一线性组合与所述第二线性组合之间的比率并且将所述比率与预期值进行比较。所述接收器然后基于所述比较确定其操作状态。

Description

使用所估计位的线性组合的数字无线电信号的接收

技术领域

本发明涉及经由无线电通信网络，特别是尽管不排他地如长期演进(LTE)网络等蜂窝网络来接收数据包。其更具体地涉及应用速率匹配的通信。

背景技术

近年来，基于蜂窝的无线电通信系统的范围和技术能力得到了极大的扩展。多年来，已经开发了许多不同的基于蜂窝的网络，包含全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线业务(GPRS)、GSM演进增强数据速率(EDGE)和通用移动电信系统(UMTS)，其中GSM、GPRS和EDGE通常被称为第二代(或“2G”)网络，而UMTS被称为第三代(或“3G”)网络。

近来，第3代合作伙伴计划(3GPP)指定的第四代(或“4G”)网络标准-长期演进(LTE)网络因其相比早期2G和3G网络具有相对较高的上行链路和下行链路速度和更大的网络容量而获得普及。更准确地，LTE是演进分组系统(EPS)的接入部分，演进分组系统是基于纯因特网协议(IP)的通信技术，其中实时服务(例如语音)和数据服务都由IP协议承载。LTE的空中接口通常被称为演进UMTS陆地无线电接入(或“E-UTRA”)。

然而，虽然“经典”LTE连接在电信行业中变得日益普遍，但是正在对通信标准进行进一步开发，以便促进所谓的“物联网”(IoT)，物联网是物理装置(有时称为“智能装置”)互连的通用名称，为过去可能没有连接到任何网络的物理对象提供与其它物理和/或虚拟对象进行通信的能力。此类智能装置包含：车辆；建筑；家用电器、照明和供暖(例如用于家庭自动化)；以及医疗装置。

这些智能设备通常为具有嵌入的电子设备、软件、传感器、执行器和网络连接性的现实世界对象，因此允许它们收集、共享和作用于数据。这些设备可与用户设备(例如与用户的智能电话接口连接)和/或与其它智能设备通信，因此提供“机器到机器”(或“机器类型”)通信。但是，LTE标准的发展使其直接连接到蜂窝网络更为可行。

为此目的，3GPP在LTE标准的第13版中指定了两个版本的LTE。其中第一版本被称为“窄带IoT”(NB-IoT)，有时称为“LTE Cat NB1”，而第二版本被称为“增强型机器类型通信”(eMTC)，有时称为“LTE Cat M1”。可预见的是，在不久的将来，使用IoT的这些标准中的至少一个的装置数量将急剧增加。

从通信角度来看，LTE标准(包含NB-IoT和eMTC)使用正交频分多址(OFDMA)作为分配网络资源的基础。这允许由基站提供的，在给定小区中访问网络的用户装置(UE)之间共享可用带宽，所述基站在LTE中被称为“增强节点B”、“eNodeB”或简称为“eNB”。OFDMA是正交频分复用(OFDM)的多用户变体，正交频分复用本身是本领域已知的复用方案。

在物理层，在LTE连接的下行链路中，每个数据帧是10毫秒长，并且由十个子帧构成，每个子帧持续1毫秒。每个子帧含有两个等长的时隙，即两个0.5毫秒的时隙。每个时隙(并通过扩展，每个子帧和每个帧)通常将含有一定数量的“资源框”(其中每个子帧的资源框为时隙的两倍，且每个帧的资源框为子帧的十倍)。资源框在时域中的长度为0.5毫秒且在频域中的宽度为十二个子载波。一般来说，每个时隙有七个OFDM符号，并且因此每个子帧有十四个OFDM符号，但这可能有所变化。例如，如果使用了eMTC中定义的“扩展循环前缀(CP)”，则每个时隙可以有六个OFDM符号，并且每个子帧可以有十二个OFDM符号。

可以将这些资源框可视化为“资源元素”的网格，其中每个资源元素在具有扩展循环前缀的情况下为1/12毫秒长并且为一个子载波宽，使得每个资源框有八十四个资源元素(即，在正常循环前缀的情况下为七乘以十二)并且每个子帧有一百六十八个资源元素。

eNB与UE之间的下行链路控制信道用于使用UE与eNB之间的适当控制信令来建立发送或接收链路(上行链路/下行链路)。这通过从eNB向UE传输“下行链路控制信息”(DCI)来实现。DCI提供关于要为特定下行链路或上行链路信道分配的资源的信息，如资源框和子帧，以及要由下行链路/上行链路信道使用的调制和编码方案。

DCI在诸如物理下行链路控制信道(PDCCH)、增强物理下行链路控制信道(EPDCCH)、MTC物理下行链路控制信道(MPDCCH)或窄带物理下行链路控制信道(NPDCCH)的控制信道上被发送。由于需要DCI以便建立下行链路信道，所以在其正确接收之前，UE不知道是否或何时发送针对其的信息。因此，UE执行“盲解码”过程，由此它尝试解码它接收到的所有无线电传输中的资源元素的不同组合，以确定它们中的任何一个是否表示有效DCI的传输。为了确定特定的解码位流是否表示所需的DCI，UE将位流的DCI有效负载(如果它是真正的DCI传输)与循环冗余校验(CRC)值进行比较，所述循环冗余校验值是根据附加到DCI有效负载的预定算法计算的。如果CRC与有效负载匹配，则序列被视为已被成功解码，然后被用于建立下行链路信道以便进一步传输。

典型地，UE将经由下行链路控制信道接收多个下行链路控制信息有效负载，每个有效负载旨在用于特定UE或一组UE。然而，在它们被解码之前，UE不知道哪个DCI实际上是针对它的。为了解决这个问题，采用了各种技术。例如，可以对CRC进行修改，使得以无线电网络临时标识符(RNTI)的形式将“掩码”应用于CRC，所述标识符对于特定UE或一组UE是唯一的。这意味着即使其它UE准确地接收到信息，也只有预期的UE将确定成功的CRC匹配。除了E/M/NPDCCH的这种UE特定搜索空间之外，还具有UE特定加扰序列和解调参考信号。另外，所有xPDCCH信道的UE特定搜索空间使用这样一种方法，其中只有有限组的解码候选实际上被一组UE解码(对于每种PDCCH信道具有C-RNTI或小区RNTI的特定值)。

盲解码方法的缺点之一是容易产生大量的假阳性。大多数盲解码尝试产生随机位序列，这是由于(a)主要存在随机噪声和干扰，特别是在物理控制信道的未分配部分上；以及(b)经编码的DCI的加扰，其确保只有在使用准确的正确参数时才可能解码。然而，如果UE执行大量的盲解码尝试，则随机序列满足CRC校验的概率变得很大。例如，随机序列满足16位CRC的概率为1/2^16。然而，如果UE正在监测具有6个物理资源框(持续1毫秒)的空控制信道一分钟，则将执行360,000次盲解码尝试。统计上，通过假定假阳性概率的二项分布，这相当于每分钟5.4个假阳性。

LTE标准的版本13通过在物理下行链路信道，特别是物理下行链路共享信道(PDSCH)和MTC物理下行链路控制信道(MPDCCH)中提供重复，引入了用于“带宽降低的低复杂度”(BL)和“覆盖增强”(CE)UE的覆盖增强。

这些信道上的数据重复是在多个子帧上执行的，并且被设计成当信号功率低时，即当信噪比(SNR)低时，提供平均增益。在标准中定义了两种覆盖增强模式，“A类”和“B类”。A类是定义中等重复次数的强制特征，而B类是定义较高重复次数的任选特征。A类中PDSCH的最大重复次数是32次，而B类中PDSCH的最大重复次数是2048次。

类似地，在NB-IoT通信中，窄带物理下行链路共享信道(NPDSCH)可提供最多2048次重复。

所使用的(例如PDSCH子帧的)实际重复次数N由标准定义，但典型地是可变的。eNB正在使用的重复次数在下行链路控制信息(DCI)中用信号通知，并且通常基于本领域本身已知的各种信道质量度量来选择，这些度量将通常在操作期间变化。

本领域的技术人员将理解，速率匹配是指在L1(第1层，电信系统的物理层)中进行数据编码后，当发射器希望发射的经编码的位的数量确实与特定信道上可用的物理资源不匹配时应用的方法。信道位的数量通常根据传输模式、调制等而有所变化。发射器将经编码的位放置在环形发射缓冲区中，并且这些位被依次检索，直到检索到满足信道资源所需的位的数量。当要传输与经编码的位相比更少的信道位时，就会发生刺穿(puncturing)，这意味着在检索到所有数据之前——即在读取整个环之前——停止从传输缓冲区读取数据，因此一定比例的经编码的位未传输。

然而，另一方面，当与要传输的位相比更多信道位可用时，读取过程到达环的结尾并在周围再次继续，使得某些经编码的位被传输不止一次，并实现速率匹配增益。信道位的数量很少是经编码的位的数量的精确倍数，因此与位于缓冲区的结尾的那些相比通常一些经编码的位-跟随数据读取开始的环形缓冲区的点的那些-被再次传输。从而实现速率匹配增益。

借助上文提到的LTE M1/M2和NB1/NB2的增强的覆盖特性，重复给定数据框并且由发射器发射多次给定数据框。在接收器侧，速率解匹配(RDM)框并入有包绕式缓冲区，所述包绕式缓冲区的宽度对应于软位的数据阵列所放置的信道位的数量。因此，接收软位的第一部分，并且然后与软位的最后部分相比再一次累加所述第一部分。然后将速率解匹配的数据组合并且将不同的重复组合。

依照标准操作的典型BL/CE UE被布置为一旦已经接收到所有重复，就通过在解码之前组合各种重复以获得SNR的改进来对跨重复子帧而重复的数据符号进行解码。然而，本申请人已领会，在一些情况下，此类装置可消耗比通过以这种方式操作所必需的更多的功率。

具体地，当BL/CE UE或非BL/CE UE支持release 13CE Mode A/Ce Mode B，即重复或NB-IOT UE时，下行链路控制信道监测，并且具有长重复的数据信道的接收消耗显著量的电力，因为在配置时也一直需要对下行链路控制信道进行盲解码，即使不存在对所述特定UE的控制或数据信道传输也是如此。

发明内容

当从第一方面查看时，本发明提供一种操作数字无线电接收器的方法，所述方法包括：

接收包括多个位的经编码的数字无线电信号；

确定表示对所述位的估计的多个软位；

将所述软位存储在速率解匹配缓冲区中；

根据所述速率解匹配缓冲区的第一子集计算软位的第一线性组合；

根据所述速率解匹配缓冲区的第二子集计算软位的第二线性组合；

计算所述第一线性组合与所述第二线性组合之间的比率；

将所述比率与预期值进行比较；以及

基于所述比较确定所述数字无线电接收器的操作状态。

当从第二方面查看时，本发明提供了一种数字无线电接收器，所述数字无线电接收器被布置成：

接收包括多个位的经编码的数字无线电信号；

确定表示对所述位的估计的多个软位；

将所述软位存储在速率解匹配缓冲区中；

根据所述速率解匹配缓冲区的第一子集计算软位的第一线性组合；

根据所述速率解匹配缓冲区的第二子集计算软位的第二线性组合；

计算所述第一线性组合与所述第二线性组合之间的比率；

将所述比率与预期值进行比较；以及

基于所述比较确定所述数字无线电接收器的操作状态。

因此，本领域的技术人员将看到，根据本发明，接收器的操作状态可以通过检查软位的第一线性组合与第二线性组合的比率来确定。申请人理解，在传输之前对信号施加的速率匹配量在某种程度上是信号的特征，并且上面阐述的比率可以指示由此得出的接收到的信号的速率解匹配增益，如将在下面进一步解释的。通过检查所述比率如何接近旨在用于所述接收器的已施加速率匹配的信号的理论预期值，可以由接收到的信号是旨在用于所述接收器的有效信号的可能性进行估计。此估计然后可以用于确定接收器的操作状态。

在一组实施例中，将比率与预期值进行比较的步骤包括将比率与一个或多个阈值进行比较。通过在特定情况下在有效信号的理论预期值的合理裕度内选择一个或多个阈值，可以进行关于接收到的信号是否可能有效到足以执行特定动作的决定。

例如，在一组实施例中，所述比较用于确定所述数字无线电接收器是处于正常接收状态还是处于拒绝状态，在所述正常接收状态下，所述数字无线电接收器继续接收无线电信号，在所述拒绝状态下，所述接收器的一部分部分或完全断电，使得不接收无线电信号。因此，通过适当地设置阈值(例如，对应于与预期值的适当裕度)，这可以允许接收器在其接收的不是有效信号或者不是旨在用于所述接收器的情况下通过断电来节省电力。在两种情况下，上面阐述的比率通常与预期值相差太远。应当理解，这可以表示优于继续接收噪声或弱信号或旨在用于另一接收器的那些信号并且潜在地尝试对噪声或弱信号或旨在用于另一接收器的那些信号进行解码的系统的显著功率节省。

在此类实施例的一个实例中，如果前述CRC失效，则进行与第一阈值的比较。如果在这种情况下所计算比率与预期值偏差太远，则会强化无有效消息正在传输的假设，并且接收器可以停止监测搜索空间，从而节省电力。因此，一组实施例包括如果循环冗余校验失效，则将所述比率与所述预期值之间的差与第一阈值进行比较，并且如果所述差高于所述第一阈值，则进入所述拒绝状态。通过比率比较提供的更大的确定性可能会进一步降低错过传输的风险，或者可能允许稍微放宽如SNR阈值等其它标准。

在另一实例中，如果上述CRC通过但接收到的数据的重复水平与所预期的水平不同，则进行与第二阈值(即，通常与以上提到的第一阈值不同但不暗示以上提到的特征需要结合此特征来实施的阈值)的比较。如果在这种情况下根据本发明计算的比率与预期值偏差太远，则加强例如接收器已接收到真正的DCI但所述DCI不旨在用于所述UE的假设。这可以允许接收器避免尝试对所述DCI进行解码，由此节省电力，并保持对相关DCI的监测。因此，一组实施例包括如果循环冗余校验通过，则将所述经编码的无线电信号的重复水平与预期重复水平进行比较，并且如果所述经编码的无线电信号的所述重复水平与所述预期重复水平不同，则将所述比率与所述预期值之间的差与第二阈值进行比较，并且如果所述差低于所述第二阈值，则对所述经编码的无线电信号进行解码。

在另一组可能重叠的实施例中，使用所述比较来确定所述数字无线电接收器是处于正常处理状态还是处于早期处理状态，在所述正常处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之后尝试对接收到的信号进行解码，在所述早期处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之前尝试对接收到的信号进行解码。在这种情况下，上面阐述的比率将非常接近于预期值，使得准确接收到有效信号并且因此对所述有效信号可能成功地进行解码的可能性的程度相对较高。

从上文可以理解，通常用于在正常接收状态与拒绝状态之间做出决定的比率的阈值将不同于用于在正常处理状态与早期处理状态之间做出决定的阈值。此外，在一种情况下，阈值将表示预期比率与所计算比率之间的最小差，而在另一种情况下，所述阈值将是最大差。更一般地，可以采用多个阈值来在多个操作状态之间进行确定。这可以包含以上提到的状态和/或可以包含其它状态。阈值可以施加于所计算比率与预期比率之间的差的绝对值，或者可以取决于哪个比另一个大。

在另外组的实施例中，使用所计算比率与预期比率之间的差的值来确定另外的处理。例如，可以使用相应的差值以通过选择哪个消息具有最小的差而在两个可能的消息之间进行选择以进行解码，而不是简单地对满足阈值的消息中的每个消息进行解码。

尽管根据本发明，使用所计算比率与预期值的比较来确定操作状态，但是应当理解，这可能不是唯一标准。包含但不限于接收到的信号的所测得的信噪比的其它因素也可能影响此确定。

软位的第一子集和第二子集应该被理解为至少部分不同(即所述子集中的至少一个子集必须含有另一个子集中不含有的软位)，但所述子集可以重叠。然而优选地，所述第一子集和所述第二子集是完全不同的——即没有重叠。第一子集和第二子集可以具有不同的大小，但优选地其具有相同的大小。每个子集中软位的数量通常取决于多个因素，如信道条件、信噪比等，并且可以动态变化。然而，在一些实施例中，软位的数量在5与100之间——例如在10与80之间——例如为64。

在一组实施例中，软位的所述第一子集是在软位的所述第二子集之前接收到的。在一组此类实施例中，软位的所述第一子集包括位于所述速率解匹配缓冲区的开头处的那些子集(即，首先接收到的那些子集)，并且软位的所述第二子集包括位于所述缓冲区的结尾处的那些子集(即最后接收到的那些子集)。对于第一子集不必要的是包含最开始的软位，或者对于第二子集不必要的是包含最后的软位——换句话说，在任一端处或两端处可能存在间隙。使用软位的第一部分和最后一部分的优点是速率解匹配缓冲区通常会包绕，并且因此作为如先前所解释的速率匹配的结果，软位的这两个部分通常会传输不同的次数，这是因为软位的最后部分将位于缓冲区的不完全填充的部分中(对应于读取经编码的位以完成信道位的环形传输缓冲区的开头部分)。申请人已经发现软位的这些部分的比率通常将反映软位的不相似的传输重复。

如技术人员将理解的，软位通常是给定位具有给定值的可能性的表示，所述给定值的范围为-1到1，其中软位的符号指示零或一(通常负值指示零，并且正值指示一)，并且绝对值指示对所选值的置信度。因此，例如，软位值-1将指示所讨论的位肯定为零，值-0.5将指示50％置信度水平的零，并且值0.75指示75％置信度水平的零。

如本文所阐述的，计算软位的相应子集的线性组合。在一组实施例中，所述线性组合包括相应软位的绝对值的平均值。然而，设想了对软位中的某些软位施加不同权重的其它组合。例如，如果软位的第二子集含有传输额外一次的一些软位以及没有传输的一些软位(如果包绕的“其余部分”太短，则可能需要传输)，则可以施加对应于相关联的增益的加权。

在一组优选实施例中，无线电接收器是LTE无线电接收器，并且LTE无线电接收器从LTE网络的eNB基站接收无线电信号。在一组实施例中，接收器被配置成支持NB-IoT通信。

附图说明

现在将参考附图仅通过实施例来描述本发明的某些实施方式，在附图中：

图1是说明在数字无线电通信系统的上下文中速率匹配在何处拟合的示意图；

图2是环形发射器缓冲区的示意图解表示；

图3是包绕式接收器缓冲区的图解表示；

图4是包绕式接收器缓冲区的另一实施例的图解表示；

图5a到5c是模拟中的比率误差的累积分数的示例图；

图6是描述本发明的实施例的操作的流程图；

图7是描述本发明的另一实施例的操作的流程图；并且

图8是描述本发明的另外的实施例的操作的流程图。

具体实施方式

图1显示了数字无线电通信系统的物理层的一部分的高度简化的表示。举例来说，将包括下行链路控制信息(DCI)连同对应的循环冗余校验(CRC)的消息2传递到编码框4，以用于使用本领域本身已知的任何合适的方案进行编码。经编码的数据在框6处经历交织，并且然后进入速率匹配框8。如将参考图2更详细地描述的，这解释了经编码的位的数量与所使用的物理信道中可用的位的数量之间的典型失配。此后，消息在传输之前经过加扰10和调制12。

由接收器执行反向过程——即解调14、解加扰16和速率解匹配18，这将参考图3和4更详细地进行解释。此后，接收到的信号经历去交织20和解编码22。

如图2中所展示的，在速率匹配框8中，将用于传输的经编码的位放置到环形缓冲区24中。在此实例中，存在十六个经编码的位，所述十六个经编码的位被保持在相应索引位置26零到十五26₀到26₁₅中。一般而言，可能有n个经编码的位被保持在索引零到n-1中。然而，在此实例中，物理信道在每个传输框中支持五十二位。这个数字通常根据传输模式、调制方案等而有所变化。

在传输期间，发射器从缓冲区中从第零个索引26₀开始依次(在此图中以逆时针方向)读取索引26。一旦读取到达最后一个索引26₁₅，发射器再次从索引26₁₆开始，开始读取索引，此读取实际上与索引26₀是相同的。一旦完成另一个完整的环，就读取了三十二位。然而，由于信道容量尚未被填填充，所以完成了另一周期，以便第三次读取所有位。此时，五十二个信道位中的四十八位已被填充。然后开始另一周期。然而，因为仅剩下四个信道位，因此仅读取了第四周期26₄₈到26₅₂中的前四个索引。

因此将理解，所有索引被读取了至少三次，但是在“填充满”信道位时所述索引中的四个索引被读取了四次。

图3和4示意性地示出了包绕式缓冲区28A、28B的两个实施例。本领域是技术人员将理解，接收器将接收到的信号分成表示软位的相应符号。如先前所解释的，软位是接收器对位的值的估计以及与所述值相关联的确定性水平的数字表示。在图3所示的缓冲区28A中，显示了八个单独的30行，成对的行对应于特定传输框。缓冲区28A的宽度对应于预期的经编码的位的数量，并且因此缓冲区在特定传输框中接收到比这更多的位的情况下包绕。如将理解的，图3展示了所有索引被接收至少一次并且所述索引的一部分(例如40％)被接收两次的情况。

返回参考图2，这对应于在一个完整周期内读取传输缓冲区并在第二周期内部分读取传输缓冲区。由于指数中的一些指数被接收不止一次，因此与仅接收一次的那些指数相比，这些指数的确定性通常增强。这被称为速率解匹配(RDM)增益。在此实例中，RDM增益为1.4。

考虑到可以组合以达到最终位预测的符号的数量，图3的实例中的前40％的索引组合了八次。这是由于在每次重复中这些索引被接收两次，并且存在四次重复引起的。其它索引组合了四次。

根据本发明，然后选择索引的两个单独子集。所选的第一子集取自前40％的索引，并且第二子集取自其余60％的索引。方便的是，第一子集取自缓冲区的开头，并且第二子集取自缓冲区的结尾。

接下来，计算相应子集中的索引的绝对值。这消除了原始传输中0与1之间的差。此后，单独计算两个子集中的每个子集的这些绝对值的平均值。因此，这些平均值的值应表示与每个子集相关联的平均确定性值。由于此实例中的子集中的一个子集传输两次，而另一个子集传输一次，因此预期理论上第一子集的绝对值的平均值两倍于第二子集的绝对值的平均值。换言之，绝对值的两个平均值的比率理论上应该为二。

通过测量此比率的实际值，可以进行关于接收到的信号的预期速率解匹配增益是否确实为1.4的评估，并且还可以进行对噪声的水平的评估。如果信号具有不同的RDM增益或存在大量噪声，则所测得的比率将不会非常接近于理论值二。另一方面，如果信号具有正确的RDM增益并且以很小的噪声传输，则比率将接近于所预期的。因此，根据接收到的信号计算的比率的值可以用于评估是否已接收到有效信号。如稍后将参考图5a-5c、6-7解释的，存在可以根据特定应用使用此评估的多种方式。

图4展示了本发明的另一实施例，其中使用了接收缓冲区28B以接收RDM增益为2.73的信号。这意味着73％的指数接收了三次，而其余27％的指数仅接收了两次。同样，存在四次重复，使得缓冲区中的第一符号组合了12次，而缓冲区中的最后一个符号仅组合了八次。这产生了取自所述第一符号与所述最后一个符号的子集的绝对值的平均值之间的理论比率，如先前所描述的，在此实例中值为1.5。同样，这可以与被测量以确定接收到的信号的有效性和强度的实际值进行比较。

尽管最方便的是，所使用的子集是位于缓冲区开头和结尾的那些子集，但这不是必需的，并且可以使用取自缓冲区的其它相应部分的子集，条件是所述子集至少部分地彼此不同。类似地，尽管从比整个第二子集传输多一次的那些索引中取得索引的整个第一子集是最方便的，但这不是必需的，因为理论上可以根据已累加X次的比例对已累加X-1次的那些比率对值进行加权。

转到图5a-5c，可以看到相应的曲线图，其显示了针对不同信号电平的RDM比率误差的累积重复分数。因此，图5a说明了没有有效信号并因此仅接收到随机噪声的情况。假设理论比率为二(如图3的实例中的)，并将任意阈值设置为0.4的误差，可以看出在图5a中仅30％的重复落在此阈值内。这则可以被视为不存在有效信号的指示。另一方面，在图5b中，存在噪声电平为-15dB的有效信号。在此情况下，将0.4的同一阈值施加于RDM比率误差，可以看出90％的重复给出了阈值内的值。因此，这可以被视为存在有效信号并且采取了适当行动的指示。

最后，图5c示出了噪声水平仅为-5dB的情况，并且在此可以看出，实际上所有的测量结果都在所述比率的预期值的0.2之内，然后再次清楚地表明已接收到有效信号。

图6图示了描述本发明的实施例的流程图，其中使用了以上提到的比率。此实施例使用所述比率来确定信号是否被错误地假设为有效信号但实际上不是有效信号并且因此不应被解码。这在实践中在避免与对无效信号进行解码相关联的电力消耗方面非常有用。

首先，在步骤102处，接收器计算或从表格中选择与其期望接收的信号相关的传输周长，并且因此计算相关的预期RDM比率——即X/(X-1)，其中X是在每个传输框期间重复特定符号的最大次数。因此，这是上面讨论的RDM比率的理论值。其次，在步骤104，接收器可以选择信噪比(SNR)的阈值，所述阈值可以是所有信号共有的阈值，或者其可以是考虑到预期的特定信号的重复水平的一组阈值。如本领域的技术人员将理解的，重复水平越高，通常可以预期的SNR就越大。

接下来，在步骤106处，接收器选择RDM比率误差阈值，即RDM比率的理论值与所测量的实际值之间的最大差的阈值，所述阈值将用于决定信号是否有效。同样，此阈值可以是通用阈值，或者其可以根据预期信号的重复水平和/或SNR进行设置。在步骤108处，计算接收到的实际信号的RDM比率，假设此信号已超过SNR阈值(如果使用的话)。如之前所解释的，此比率是通过以下计算的：提取缓冲区的第一部分中的位的绝对值并计算所述绝对值的平均值，并且然后从缓冲区的最后部分对位的绝对值进行同样的计算，并然后计算所述平均值之间的比率。然后所传输的在步骤110处尝试对信号进行解码。

如果在步骤112处解码成功，即CRC校验通过，则接收器在步骤114处继续以确定解码的信号的重复水平是否与所预期的一致。这可能在消息本身中指出——例如，其是否为DCI，或者可能已经在先前的DCI消息中指出或以其它方式提前知道。

尽管此实施例使用了重复水平校验，但这是任选的。可以简单地省略此重复水平校验。

如果重复水平正确，则接收器在步骤116处接受数据包并照常进行。然而，如果重复水平错误，则接收器在步骤118处进行以确定SNR是否大于先前在步骤104处确定的阈值。

如果SNR低于阈值，则接收器在还有更多的重复要接收的情况下在步骤120继续以接收另外的重复，并且然后返回到步骤110，在所述步骤处执行RDM比率估计。然而，如果SNR大于阈值(即指示强信号)，则接收器进行到步骤122并计算所测得的比率与理论值之间的差值的绝对值，并将此绝对值与在步骤106处设置的比率误差阈值进行比较。如果误差足够小，则在步骤116处接受数据包，否则接收器移动到步骤120以继续接收另外的重复(如果有的话)。

因此，可以看出，在此实施例中，使用了RDM比率误差以决定接收到的信号是否表示假警报——即信号以错误的重复次数通过CRC但信噪比高于最低阈值的假警报。这表示信号很强，并且使用了RDM误差比率以决定是否接受消息——例如DCI——或拒绝所述消息并继续监测后续消息。与将测得的RDM比率与理论值之间的差的绝对值进行比较相反，还可以考虑这种差的符号——即考虑其中哪一个更高，以便得出合适的结论。

图7说明了本文描述的RDM比率比较的另一可能使用案例，所述比较可以与参考图6描述的过程结合使用。与前一实施例一样，首先在步骤202中选择或计算适当的传输周长和相关RDM比率，并且在步骤204处选择通用于或特定于所使用的重复水平的SNR阈值。在步骤206处，选择合适的RDM比率误差相关阈值，所述阈值通常不同于参考前一实施例描述的阈值。

然后在步骤210处尝试解码。如果在步骤212处解码成功，则在步骤214处可以接受数据包或者可以执行如参考图5a-5c所描述的另外假警报校验。然而，如果解码不成功——即CRC失效——但在步骤216处与阈值比较的SNR高于指定的最小值，则将所计算的RDM比率与理论值之间的差的值的绝对值与步骤218处的阈值进行比较。如果差大于此阈值，则接收器在220处移动以完全停止接收，因为可以推断没有传输即将到来——即没有真正的数据要接收。

然而，返回到步骤216，如果SNR低于最小阈值，则接收器可以移动到步骤222并且如果有另外的重复要接收，则继续接收另外的重复，以增加SNR。如果在步骤218处计算的RDM比率误差小于以上提到的关于步骤206的阈值，则这也是遵循的路径。

尽管此实施例使用了SNR阈值，但这是任选的。可以使用其它信道条件指示符或者可以简单地省略此步骤。

因此，应当理解，本发明的此实施例允许接收器在没有要接收的实际数据时停止监测搜索空间，因为可以假设任何高于SNR阈值的表观信号实际上都不含有任何真实数据。这允许减少消耗的电力的量，所述电力另外已被用于继续监测搜索空间。与前一实施例一样，与使用RDM比率误差的绝对值相反，可以代替使用真实值。

图8示出了描述本发明的另外实施例的流程图，所述实施例还可以与先前描述的实施例中的一个实施例或其它实施例结合使用。在此，前三个步骤302、304和306与前面的实施例中的相同，但是再次针对RDM比率误差选择了不同的阈值。在步骤308中，再次基于对软位的绝对值的平均值之间的比率的测量结果来估计RDM比率，所述平均值如先前所讨论的组合了不同次数。

在步骤310处，将SNR与SNR阈值进行比较，并且如果SNR低于此阈值，则接收器继续到步骤312，在所述步骤中，如果还有任何剩余要接收，则接收器继续接收重复，并且再次返回到重复308处的计算RDM比率的步骤。然而，如果SNR大于阈值，则在步骤314处将RDM比与预期值进行比较。如果存在小的差——即测得是比率与预期比率之间的误差低于此实施例中选择的小阈值——则可以以相对较高的确定性确定接收到的信号是有效信号，因为所述信号很可能具有正确的RDM增益。在这种情况下，接收器移动到步骤316以接受数据包并继续尝试对所述数据包进行解码，或者，如果需要的话，则执行参考图6描述的假警报校验。

如果解码成功，即CRC通过，则可以使用所述消息，而如果失效，则早期解码不成功并且可以继续监测。然而，应当理解，如果可以采用早期解码，则可以实现显著电力节省，因为对于在已经接收到良好信号的情况下的所有重复而言继续监测搜索空间不是必须的。与前面的实施例一样，在此实例中使用了误差的绝对值，但如果期望，也可以使用实际值来代替。

因此，本领域的技术人员将看到，本文描述的来自接收到的信号的两个不同部分的软位的绝对值的平均值之间的比率可以用作已接收到正确信号的可能性的指示符，并且还可以使用所述比率以决定如何继续处理——所述处理可以是早期停止监测，早期尝试解码，或者以与简单地接收潜在信号的所有重复并然后寻求对所述重复进行解码相比节省电力的一些其它方式。虽然已经描述了本发明的特定实施例，但是这些不应被视为限制，因为本发明的原理存在许多变化和修改，这些变化和修改可以暗示在所附权利要求书的范围内。

Claims (22)

1.一种操作数字无线电接收器的方法，所述方法包括：

接收包括多个位的经编码的数字无线电信号；

确定表示对所述位的估计的多个软位；

将所述软位存储在速率解匹配缓冲区中；

根据所述速率解匹配缓冲区的第一子集计算软位的第一线性组合；

根据所述速率解匹配缓冲区的第二子集计算软位的第二线性组合；

计算所述第一线性组合与所述第二线性组合之间的比率；

将所述比率与预期值进行比较；以及

基于所述比较确定所述数字无线电接收器的操作状态。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述将所述比率与预期值进行比较的步骤包括将所述比率或所述比率与所述预期值之间的差与一个或多个阈值进行比较。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述比较用于确定所述数字无线电接收器是处于正常接收状态还是处于拒绝状态，在所述正常接收状态下，所述数字无线电接收器继续接收无线电信号，在所述拒绝状态下，所述接收器的一部分部分或完全断电，使得不接收无线电信号。

4.根据权利要求3所述的方法，其中如果循环冗余校验失效，则将所述比率与所述预期值之间的差与第一阈值进行比较，并且如果所述差高于所述第一阈值，则进入所述拒绝状态。

5.根据前述权利要求2或3方法，其包括如果循环冗余校验通过，则将所述经编码的无线电信号的重复水平与预期重复水平进行比较，并且如果所述经编码的无线电信号的所述重复水平与所述预期重复水平不同，则将所述比率与所述预期值之间的差与第二阈值进行比较，并且如果所述差低于所述第二阈值，则对所述经编码的无线电信号进行解码。

6.根据前述权利要求2或3方法，其包括使用所述比较来确定所述数字无线电接收器是处于正常处理状态还是处于早期处理状态，在所述正常处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之后尝试对接收到的信号进行解码，在所述早期处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之前尝试对接收到的信号进行解码。

7.根据前述权利要求2或3所述方法，其包括计算所述比率与所述预期值之间的差的值并且使用所述差值来确定另外的处理。

8.根据前述权利要求2或3所述方法，其中软位的所述第一子集是在软位的所述第二子集之前接收到的。

9.根据权利要求8所述的方法，其中软位的所述第一子集包括位于所述速率解匹配缓冲区的开头处的那些子集，并且软位的所述第二子集包括位于所述缓冲区的结尾处的那些子集。

10.根据前述权利要求2或3所述方法，其中所述线性组合包括相应软位的绝对值的平均值。

11.根据前述权利要求2或3所述方法，其中所述无线电接收器是LTE无线电接收器，并且所述LTE无线电接收器从LTE网络的eNB基站接收无线电信号。

12.一种数字无线电接收器，包括：

接收部分，被布置成接收包括多个位的经编码的数字无线电信号；

处理部分，被布置成确定表示对所述位的估计的多个软位，将所述软位存储在速率解匹配缓冲区中，根据所述速率解匹配缓冲区的第一子集计算软位的第一线性组合，根据所述速率解匹配缓冲区的第二子集计算软位的第二线性组合，计算所述第一线性组合与所述第二线性组合之间的比率，将所述比率与预期值进行比较，以及基于所述比较确定所述数字无线电接收器的操作状态。

13.根据权利要求12所述的数字无线电接收器，所述处理部分被布置成将所述比率或所述比率与所述预期值之间的差与一个或多个阈值进行比较。

14.根据权利要求12所述的数字无线电接收器，其中所述比较用于确定所述数字无线电接收器是处于正常接收状态还是处于拒绝状态，在所述正常接收状态下，所述数字无线电接收器继续接收无线电信号，在所述拒绝状态下，所述接收器的一部分部分或完全断电，使得不接收无线电信号。

15.根据权利要求14所述的数字无线电接收器，所述处理部分被布置成如果循环冗余校验失效，则将所述比率与所述预期值之间的差与第一阈值进行比较，并且如果所述差高于所述第一阈值，则进入所述拒绝状态。

16.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，所述处理部分被布置成如果循环冗余校验通过，则将所述经编码的无线电信号的重复水平与预期重复水平进行比较，并且如果所述经编码的无线电信号的所述重复水平与所述预期重复水平不同，则将所述比率与所述预期值之间的差与第二阈值进行比较，并且如果所述差低于所述第二阈值，则对所述经编码的无线电信号进行解码。

17.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，所述处理部分被布置成使用所述比较来确定所述数字无线电接收器是处于正常处理状态还是处于早期处理状态，在所述正常处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之后尝试对接收到的信号进行解码，在所述早期处理状态下，所述数字无线电接收器被布置成在已经接收到信号的所有重复之前尝试对接收到的信号进行解码。

18.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，所述处理部分被布置成计算所述比率与所述预期值之间的差的值并且使用所述差值来确定另外的处理。

19.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，其中软位的所述第一子集是在软位的所述第二子集之前接收到的。

20.根据权利要求19所述的数字无线电接收器，其中软位的所述第一子集包括位于所述速率解匹配缓冲区的开头处的那些子集，并且软位的所述第二子集包括位于所述缓冲区的结尾处的那些子集。

21.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，其中所述线性组合包括相应软位的绝对值的平均值。

22.根据权利要求13或14所述的数字无线电接收器，其中所述无线电接收器是LTE无线电接收器，并且所述LTE无线电接收器被布置成从LTE网络的eNB基站接收无线电信号。