CN114166905B - 一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪 - Google Patents

一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪 Download PDF

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    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices

Abstract

本公开涉及一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪，包括：电流读出电路、电压偏置电路、电流补偿网络、12位模拟数字转换器ADC、10位数字模拟转换器DAC、电源管理单元、SPI通信模块和电化学传感器；所述电流读出电路与所述电流补偿网络相连接；所述电源管理单元的参考电压管脚与所述10位数字模拟转换器DAC相连接；所述电源管理单元的偏置电压管脚与所述电流补偿网络相连接；所述电化学传感器的WE端分别与所述电流读出放大器以及所述电流补偿网络相连接；所述10位数字模拟转换器DAC与所述电化学传感器的RE端和CE端之间连接有所述偏置放大器；所述10位数字模拟转换器DAC与所述12位模拟数字转换器ADC分别与所述SPI通信模块相连接。

Description

一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪
技术领域
本公开涉及电化学生物传感技术领域，更为具体来说，本公开涉及一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪。
背景技术
电化学生物传感被广泛应用于分析和监测各种人体生物分子或环境有害气体。它在日常生活中的定期健康状态监测中起着至关重要的作用。现有技术的各种电化学生物传感技术，旨在检测血糖、多巴胺、药物分子、 NO和/或CO等物质。电化学传感器的设计通常由三个电极组成，包括工作电极(WE)、参比电极(RE)和对电极(CE)，如图1所示。如果在 WE和RE之间施加刺激电压Vcell，传感器将根据目标浓度产生相关的氧化还原电流Iredox。
发明内容
为解决现有技术的动态量程恒电位仪不能满足用户的实现快速、精确的电压控制和电流读出需求的技术问题。
为实现上述技术目的，本公开提供了一种用于电化学生物传感的68dB 动态量程恒电位仪，包括：
电流读出电路、电压偏置放大器、电流补偿网络、12位模拟数字转换器ADC、10位数字模拟转换器DAC、电源管理单元、电化学传感器和SPI 通信模块；
所述电流读出电路与所述电流补偿网络相连接；
所述电源管理单元提供系统电源电压；
所述电源管理单元输出的参考电压VREF与所述10位数字模拟转换器 DAC相连接；
所述电源管理单元输出的偏置电压Pbias与所述电流补偿网络相连接；
所述电化学传感器的WE端分别与所述电流读出电路以及所述电流补偿网络相连接；
所述10位数字模拟转换器DAC与所述电化学传感器的RE端和CE端之间连接有所述偏置放大器；所述10位数字模拟转换器DAC与所述12位模拟数字转换器ADC分别与所述SPI通信模块相连接；所述电流补偿网络与所述SPI通信模块相连接。
进一步，所述电流读出电路采用电容型跨阻放大器C-TIA结构，其包括斩波放大器AMP1和积分电容CF，其还包括与积分电容CF相并联的开关，用于对积分电容CF周期性复位。
进一步，所述电流补偿网络具体包括：
相连接的6位电流数字模拟转换器I-DAC、电流补偿逻辑控制电路和两个互补的比较器组成；
所述电流读出电路经所述两个互补的比较器与所述电流补偿网络相连接；
所述6位电流数字模拟转换器I-DAC与所述电源管理单元的偏置电压管脚相连接；
所述电化学传感器的WE端与所述6位电流数字模拟转换器I-DAC相连接。
进一步，经所述电流补偿网络补偿后的流入积分器的电流可计算为：
Iin＝-(IWE-IDAC)；
其中，其中IWE是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流，IDAC是来自6位电流数字模拟转换器I-DAC的补偿电流。
进一步，
所述电流补偿逻辑控制电路的控制逻辑表示为：
βctrl，n＝βctrl，n-1+(βdir，H-βdir，L)Δβadj
其中，βctr1是6位电流数字模拟转换器I-DAC的控制信号，βdir，H是由上部比较器生成的控制信号，βdir，L是由下部比较器生成的控制信号；
如果氧化还原电流的动态范围在C-TIA的线性范围内，C-TIA的输出电压将保持在VH和VL之间，上部比较器和下部比较器均输出低电平，此时电流补偿网络不工作；
如果氧化还原电流过大，高于C-TIA的线性范围，C-TIA将饱和，产生高于VH的输出电压，上部比较器将产生高电平脉冲βdir，H，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以增加单位补偿电流；
否则，如果氧化还原电流过小，远低于补偿电流，C-TIA将产生低于 VL的输出电压，下部比较器将产生高电平脉冲βdir，L，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以减小单位补偿电流。
进一步，所述电流读出电路采用电容反馈型跨阻放大器(C-TIA)结构，电容反馈型跨阻放大器包括斩波放大器AMP1、积分电容CF、与积分电容CF相并联的开关，所述开关用于反馈电容CF的周期性复位；
进一步，所述C-TIA的积分电容CF为100pF，所述C-TIA的输出电压 Vout由下式计算得到：
Figure BDA0003310722480000041
式中，f是复位开关的频率，CF是C-TIA的积分电容，Vwe是电化学传感器WE端的电压，Iin是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流。
进一步，所述电流读出放大器使用斩波开关以降低放大器的低频噪声。
进一步，所述电源管理单元由一个低压差线性稳压器LDO组成，输出： 1.8V电源电压VDD、电流补偿网络中比较器所用的参考电压VH、VL、10位数字模拟转换器DAC的参考电压Vref以及电流补偿网络I-DAC的偏置电压 Pbias。
本公开的有益效果为：
本公开提出了一种用于电化学生物传感的低功耗大输入动态范围恒程电位仪。电流补偿用于扩展输入范围，斩波器C-TIA用于精确电流传感。 CA和CV模式均适用于不同的分析物的检测过程。斩波稳定电位仪的电流分辨率为500pA，动态范围为68dB，R2线性度为0.9993，同时功耗为 105μW。本公开的电位仪能在满足用户的实现快速、精确的电压控制和电流读出需求，具有较低的功耗。
附图说明
图1示出了现有技术的用于电化学生物传感的三电极传感器的结构示意图；
图2示出了本公开的实施例一的电位仪的结构示意图；
图3示出了本公开的实施例一的电位仪的电流补偿网络中的电流补偿逻辑控制电路与6位电流数字模拟转换器I-DAC的示意图；
图4示出了本公开的实施例一的电位仪的电流读出电路中斩波放大器的结构示意图；
图5示出了本公开的实施例一的电位仪的偏置放大器的结构示意图；
图6示出了本公开的实施例一的电位仪的电流补偿网络中的比较器的组成部分结构示意图；
图7示出了本公开的实施例一的电位仪的电流补偿网络中的比较器的组成部分结构示意图；
图8示出了本公开的实施例一的补偿开始或结束时C-TIA的模拟输出电压随输入电流变化示意图；
图9示出了本公开的实施例一的根据ADC和补偿I-DAC测量的氧化还原电流。
具体实施方式
以下，将参照附图来描述本公开的实施例。但是应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本公开的概念。
在附图中示出了根据本公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示的各种区域、层的形状以及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
实施例一：
如图2所示：
本公开提供了一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪，包括：
电流读出电路、电压偏置放大器、电流补偿网络、12位模拟数字转换器ADC、10位数字模拟转换器DAC、电源管理单元、电化学传感器和SPI 通信模块；
所述电流读出电路与所述电流补偿网络相连接；
所述电源管理单元的参考电压管脚与所述10位数字模拟转换器DAC 相连接；
所述电源管理单元与所述电流补偿网络相连接；
所述电化学传感器的WE端分别与所述电流读出放大器以及所述电流补偿网络相连接；
所述10位数字模拟转换器DAC与所述电化学传感器的RE端和CE端之间连接有所述偏置放大器；
所述10位数字模拟转换器DAC与所述12位模拟数字转换器ADC分别与所述SPI通信模块相连接。
进一步，所述电流补偿网络具体包括：
相连接的6位电流数字模拟转换器I-DAC、电流补偿逻辑控制电路和两个互补的比较器组成；
所述电流读出电路经所述两个互补的比较器与所述电流补偿网络相连接；
所述6位电流数字模拟转换器I-DAC与所述电源管理单元相连接；
所述电化学传感器的WE端与所述6位电流数字模拟转换器I-DAC相连接。
进一步，经所述电流补偿网络补偿后的流入积分器的电流可计算为：
Iin＝-(IWE-IDAC)；
其中，其中IWE是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流，IDAC是来自6位电流数字模拟转换器I-DAC的补偿电流。
进一步，所述电流补偿逻辑控制电路的控制逻辑表示为：
βctrl，n＝βctrl，n-1+(βdir，H-βdir，L)Δβadj
其中，βctr1是6位电流数字模拟转换器I-DAC的控制信号，βdir，H是由上部比较器生成的控制信号，βdir，L是由下部比较器生成的控制信号；
如果氧化还原电流的动态范围在C-TIA的线性范围内，C-TIA的输出电压将保持在VH和VL之间，上部比较器和下部比较器均输出低电平，此时电流补偿网络不工作。如果氧化还原电流过大，高于C-TIA的线性范围， C-TIA将饱和，产生高于VH的输出电压，上部比较器将产生电平脉冲βdir，H，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以增加单位补偿电流；
否则，如果氧化还原电流过小，远低于补偿电流，C-TIA将产生低于VL的输出电压，下部比较器将产生高电平脉冲βdir，L，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以减小单位补偿电流。
进一步，电流读出电路包括斩波放大器AMP1、积分电容CF、与积分电容CF相并联的开关，所述开关用于反馈电容CF的周期性复位；
进一步，所述C-TIA的积分电容CF为100pF，所述C-TIA的输出电压 Vout由下式计算得到：
Figure BDA0003310722480000081
式中，f是复位开关的频率，CF是C-TIA的积分电容，Vwe是电化学传感器WE端的电压，Iin是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流。
进一步，所述电流读出放大器使用斩波开关以降低放大器的低频噪声。
进一步，所述电源管理单元由一个低压差线性稳压器LDO组成，输出：1.8V电源电压VDD、电流补偿网络中比较器所用的参考电压VH、VL、10位数字模拟转换器DAC的参考电压Vref以及电流补偿网络I-DAC的偏置电压 Pbias。
具体地，
由于放大器的负反馈，WE和RE的电压分别固定在VWE和VRE上。电化学传感器产生的所有电流都被送入片上积分电容CF。
由于电流变化非常小，放大器AMP1采用斩波技术以降低低频噪声和直流偏移。
当测量一种分析物时，由于氧化还原电流具有单向性，AMP1的输出容易饱和。因此，本公开在设计的过程中增加了一个与积分电容器并联的开关，用于周期性复位。本公开在设计时，折中考虑到测量的电流频率和潜在的数据损失的问题，使用了一个片外1kHz的时钟以控制复位开关。
积分电容CF设计为100pF。AMP1的输出电压可以计算为：
Figure BDA0003310722480000091
式中，f是复位开关的频率，CF是积分电电容，Vwe是电化学传感器WE 端的电压，Iin是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流。
为了降低系统的功耗，现有设计往往采用低压电源。但是，采用低压电源的设计限制了C-TIA的输出范围，C-TIA的输出范围决定了可以检测到的最大电流。
此外，为了获得大的动态输入范围，需要一个精确的ADC，但这将显著增加整个系统的功耗、面积、和设计难度。故而，本公开设计了一种具有自动输入电流跟踪功能的电流补偿电路，在不使用高精度ADC的情况下扩展输入电流动态范围。如图2所示，它由6位电流数模转换器(I-DAC)、互补比较器对和补偿控制电路组成。如果氧化还原电流大到足以使C-TIA 饱和，I-DAC将提供相应的电流来补偿额外的输入电流，使积分器保持线性状态。因此，可以实现高分辨率和大动态范围。I-DAC采用电流镜结构，可以提供20nA～1.26μA的补偿电流。以适应从亚纳安到几微安的输入电流范围。
经所述电流补偿网络补偿后的流入积分器的电流可计算为：
Iin＝-(IWE-IDAC)；
其中，其中IWE是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流，IDAC是来自6位电流数字模拟转换器I-DAC的补偿电流。
由于氧化还原电流的范围大且不可预测，因此本公开设计了输入电流自动跟踪电路来控制补偿电流。为了评估电流值，使用互补比较器对来监测C-TIA的状态。
图3显示了I-DAC和相关控制模块的电路实现。控制逻辑可表示为：
βctrl，n＝βctrl，n-1+(βdir，H-βdir，L)Δβadj
其中，βctr1是6位电流数字模拟转换器I-DAC的控制信号，βdir，H是由上部比较器生成的控制信号，βdir，L是由下部比较器生成的控制信号；
如果氧化还原电流过大，高于C-TIA的线性范围，C-TIA将饱和，产生高于VH的输出电压，上部比较器将产生高电平脉冲βdir，H，以触发6 位电流数字模拟转换器I-DAC以增加单位补偿电流；
否则，如果氧化还原电流过小，远低于补偿电流，C-TIA将产生低于VL的输出电压，下部比较器将产生高电平脉冲βdir，L，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以减小单位补偿电流。
因此，IDAC将收敛到最接近氧化还原电流的位置。同时，C-TIA的输出电压将被限制在VH和VL的中间，使得C-TIA保持在线性范围内，并将适当的输出馈入ADC。C-TIA的可检测输入电流范围从40nA扩展到1.28μA。
图4和图5分别显示了用于测量来自三电极电化学传感器的氧化还原电流和将RE偏压至预期电压的两个放大器：电流读出放大器和电压偏置放大器。
为了集成循环伏安法(CV)模式和计时电流法(CA)模式，WE的电压固定为1.2V，RE电压从0.2V到1.2V可调。
C-TIA的输入对采用NMOS管设计，偏置放大器的输入对采用PMOS设计。
在用于健康监测的电化学方法中，目标分析物的浓度通常随着从秒到小时的时间长度变化而变化，这导致对氧化还原电流的采样频率要求非常低。为了降低传感放大器的低频噪声，在C-TIA中使用斩波技术。仿真结果表明，在0.1Hz～10khz范围内，等效输出积分噪声为6.65μV。
但是，在斩波放大器的输出中，低频噪声并不会消失，而是被转移到了斩波频率上。偏置放大器的输出直接连接电化学传感器的CE，因此其不需要采用斩波技术。斩波频率在本公开中设计为20kHz，以实现传感器的1kHz采样率的设计需求。
对于不同的待测物质，需要是用不同的电化学传感器，其电极电容从几个皮法拉到数百皮法拉不等。而该电极电容会直接成为上述放大器的负载，降低放大器的稳定性。为了提高放大器对不同电极电容的鲁棒性，本公开设计了双共源共栅电容补偿，将放大器的次主极点增加gmr0倍，代替传统设计中的密勒补偿。采用两个2pF的补偿电容后，可以仿真得到：在 350pF的负载电容下，相位裕度仍有63°。
图6和图7示出了用于电流补偿控制的比较器的实现。
当C-TIA的输出电压接近VH或VL时，可能产生数字误差，这可能导致补偿电流紊乱。为了防止潜在的补偿电流紊乱问题，本公开在比较器的设计中增加了预放大器。本设计通过交叉耦合PMOS对进一步增加预放大器的增益。后续锁存器的时钟信号由C-TIA的复位信号生成。
图8显示了C-TIA的输出电压，它自动从C-TIA的饱和区域变为线性区域。
本公开的恒电位仪采用0.18μm CMOS工艺实现。测试时，在WE和 RE之间并联一个9MOhm电阻器和100pF电容器，在RE和CE之间并联一个1MOhm电阻器和100pF电容器，以此来模拟三电极电化学传感器的测试场景。
图9显示了从SAR ADC和补偿I-DAC获得的输出电流的结果，而输入氧化还原电流等于Vcell除以WE和RE之间的电阻器。本公开设计的恒电位仪的特点是电流增益为5mV/nA，电流分辨率为500pA，输入电流动态范围为68dB，R2线性度为0.9993，功耗为105μW。
表1总结了本公开的恒电位仪的工作性能，并与现有技术恒电位仪的工作性能进行了比较。
表1
本公开 现有技术1 现有技术2
工艺 180nm 180nm 180nm
功耗 105μW 198μW 27.5μW
最大输入 1.28μA 1μA 4μA
电流分辨率 500pA 1nA 900pA
动态范围 68dB 60dB 77.95dB
传感方法 CA/CV CA CA
芯片大小 0.47mm<sup>2</sup> 1.69mm<sup>2</sup> 0.36mm<sup>2</sup>
以上对本公开的实施例进行了描述。但是，这些实施例仅仅是为了说明的目的，而并非为了限制本公开的范围。本公开的范围由所附权利要求及其等价物限定。不脱离本公开的范围，本领域技术人员可以做出多种替代和修改，这些替代和修改都应落在本公开的范围之内。

Claims (6)

1.一种用于电化学生物传感的68dB动态量程恒电位仪，其特征在于，包括：
电流读出电路、电压偏置放大器、电流补偿网络、12位模拟数字转换器ADC、10位数字模拟转换器DAC、电源管理单元、电化学传感器和SPI通信模块；
所述电流读出电路与所述电流补偿网络相连接；
所述电源管理单元提供系统电源电压；
所述电源管理单元输出的参考电压VREF与所述10位数字模拟转换器DAC相连接；
所述电源管理单元输出的偏置电压Pbias与所述电流补偿网络相连接；
所述电化学传感器的WE端分别与所述电流读出电路以及所述电流补偿网络相连接；
所述10位数字模拟转换器DAC与所述电化学传感器的RE端和CE端之间连接有所述偏置放大器；所述10位数字模拟转换器DAC与所述12位模拟数字转换器ADC分别与所述SPI通信模块相连接；所述电流补偿网络与所述SPI通信模块相连接；
所述电流补偿网络具体包括：
相连接的6位电流数字模拟转换器I-DAC、电流补偿逻辑控制电路和两个互补的比较器组成；
所述电流读出电路经所述两个互补的比较器与所述电流补偿网络相连接；
所述6位电流数字模拟转换器I-DAC与所述电源管理单元的偏置电压管脚相连接；
所述电化学传感器的WE端与所述6位电流数字模拟转换器I-DAC相连接；
所述电流补偿逻辑控制电路的控制逻辑表示为：
βctrl，n＝βctrl，n-1+(βdir，H-βdir，L)Δβadj
其中，βctrl是6位电流数字模拟转换器I-DAC的控制信号，βdir,H是由上部比较器生成的控制信号，βdir,L是由下部比较器生成的控制信号；
如果氧化还原电流的动态范围在C-TIA的线性范围内，C-TIA的输出电压将保持在VH和VL之间，上部比较器和下部比较器均输出低电平，此时电流补偿网络不工作；
如果氧化还原电流过大，高于C-TIA的线性范围，C-TIA将饱和，产生高于VH的输出电压，上部比较器将产生高电平脉冲βdir,H，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以增加单位补偿电流；
否则，如果氧化还原电流过小，远低于补偿电流，C-TIA将产生低于VL的输出电压，下部比较器将产生高电平脉冲βdir,L，以触发6位电流数字模拟转换器I-DAC以减小单位补偿电流。
2.根据权利要求1所述的电位仪，其特征在于，所述电流读出电路采用电容型跨阻放大器C-TIA结构，其包括斩波放大器AMP1和积分电容CF，其还包括与积分电容CF相并联的开关，用于对积分电容CF周期性复位。
3.根据权利要求1所述的电位仪，其特征在于，经所述电流补偿网络补偿后的流入积分器的电流可计算为：
Iin＝-（IWE-IDAC)；
其中，其中IWE是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流，IDAC是来自6位电流数字模拟转换器I-DAC的补偿电流。
4.根据权利要求2所述的电位仪，其特征在于，所述C-TIA的积分电容CF为100pF，所述C-TIA的输出电压Vout由下式计算得到：
Figure FDA0003786918400000031
式中，f是复位开关的频率，CF是C-TIA的积分电容，Vwe是电化学传感器WE端的电压，Iin是馈入电容型跨阻放大器C-TIA的氧化还原电流。
5.根据权利要求1～4任一项中所述的电位仪，其特征在于，所述电流读出放大器使用斩波开关以降低放大器的低频噪声。
6.根据权利要求1～4任一项中所述的电位仪，其特征在于，所述电源管理单元由一个低压差线性稳压器LDO组成，输出：1.8V电源电压VDD、电流补偿网络中比较器所用的参考电压VH、VL、10位数字模拟转换器DAC的参考电压Vref以及电流补偿网络I-DAC的偏置电压Pbias。
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