CN114123815A - 一种数据中心ups整流器直流输出电压调节方法 - Google Patents

一种数据中心ups整流器直流输出电压调节方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，属于电能变换技术领域。该UPS整流器由1个双反星型移相变压器、2组三相半波整流电路、1个可变匝比平衡电抗器和1个纹波注入电路构成。基于电压纹波注入技术和可变匝比平衡电抗器，本发明具有的12个工作模态输出12个相位相差30°的负载电压矢量，通过调节平衡电抗器的匝比实现调节输出电压矢量的幅值和实现调节每个工作模态的运行时间，最后实现UPS整流器输出电压可调节，同时本发明在确保UPS整流器自身拓扑高可靠性的前提下，从可变匝比平衡电抗器二次侧绕组提取纹波电压能量注入到负载侧，实现废弃能量的再次利用和抑制输入线电流谐波含量。

Description

一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法
技术领域
本发明涉及电能变换技术领域，尤其涉及数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法。
背景技术
建设“绿色节能型”数据中心是数据中心发展的必然趋势。不间断电源(Uninterruptible Power Supply，UPS)整流器是数据中心高低压配电系统的核心设备，UPS整流器的可靠运行是确保数据中心网络设备可靠运行的前提条件。现有的UPS整流器为可控硅相控整流器，但是可控硅具有失控隐患，而可控硅一旦失控就可能因为输出电压过高导致蓄电池炸裂。此外，传统的UPS整流器为6脉波整流器，其输入电流谐波含量高达30％，对电网波形造成严重破坏，并且不能实现输出直流电压可调。IGBT整流器虽然能实现输出电压调节，但是IGBT开关管的开关损耗大，需要复杂的高频调制电路，而复杂的高频调制电路，会降低系统可靠性，以及引进高频辐射污染。如何在保证UPS整流器自身拓扑高可靠性的前提下，实现降低输入线电流谐波含量及实现输出直流电压可调，成为当前阶段的研究目标。
发明内容
为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明提供一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，输入线电流谐波含量低，输出直流电压可调节。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，所述数据中心UPS整流器包括1个双反星型移相变压器、2组三相半波整流电路、1个可变匝比平衡电抗器和1个纹波注入电路；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组固定有中间抽头，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组设有可移动抽头，用于通过改变所述可移动抽头在二次侧绕组上的位置，改变所述可变匝比平衡电抗器的匝比；
所述三相半波整流电路包括第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路：所述第一组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组和第一二极管VD1、第三二极管VD3和第五二极管VD5组成；所述第二组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组和第二二极管VD2、第四二极管VD4和第六二极管VD6组成；
所述纹波注入电路由均压半桥和1个单桥臂组成，所述单桥臂包括第一桥臂二极管 VDm和第二桥臂二极管VDn；
所述双反星型移相变压器中，所述双反星型移相变压器的一次侧绕组与三相电源相连，所述二次侧超前移相绕组与第一组三相半波整流电路连接，所述二次滞后移相绕组与第二组三相半波整流电路连接，所述第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路并联输出至负载的正端；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的一端与所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组的中点连接，另一端与所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组的中点连接，所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的中间抽头连接负载的负端，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组的输出端分别连接纹波注入电路的单桥臂中点和均压半桥的中点，所述纹波注入电路并联输出至负载端；
所述数据中心UPS整流器在整个运行过程中的负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000021
Figure BDA0003297019880000022
式中：α表示可变匝比平衡电抗器的匝比，ud1表示第一组三相半波整流电路的输出电压，ud2表示两组三相半波整流电路的输出电压，Np1表示可变匝比平衡电抗器一次侧第一段绕组的匝数，Np2表示可变匝比平衡电抗器一次侧第二段绕组的匝数，Ns表示可变匝比平衡电抗器二次侧绕组匝数；负载电压ud是与可变匝比平衡电抗器的匝比α唯一相关的函数，通过调节可变匝比平衡电抗器的匝比α即可调节数据中心UPS整流器的直流输出电压值。
进一步地，在一种实现方式中，所述数据中心UPS整流器在一个工作周期内具有12种工作模态，通过调节所述可变匝比平衡电抗器的匝比实现调节每个工作模态的直流输出电压幅值，实现调节每个工作模态的运行时间，最终实现调节所述数据中心UPS整流器的直流输出电压。
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态1时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第一二极管VD1和第一桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000031
所述工作模态1在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000032
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态2时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第一二极管VD1和第四二极管VD4正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000033
所述工作模态2在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000034
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态3时，所述第一组三相半波整流电路输出电压ud1和第二组三相半波整流电路输出电压ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第四二极管VD4和第二桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000041
所述工作模态3在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000042
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态4时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第四二极管VD4和第三二极管VD3正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000043
所述工作模态4在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000044
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态5时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第三二极管VD3和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000045
所述工作模态5在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000051
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态6时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第三二极管VD3和第六二极管VD6正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000052
所述工作模态6在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000053
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态7时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第六二极管VD6和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000054
所述工作模态7在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000055
进一步地，在一种实现方式中，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态8时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第六二极管VD6和第五二极管VD5正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000061
所述工作模态8在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000062
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态9时，所述第一组三相半波整流电路输出电压ud1和第二组三相半波整流电路输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第五二极管VD5和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000063
所述工作模态9在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000064
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态10时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第五二极管VD5和第二二极管VD2正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000065
所述工作模态10在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000066
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态11时，2组三相半波整流电路输出电压ud1和ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第二二极管VD2和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000071
所述工作模态11在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000072
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态12时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第二二极管VD2和第一二极管VD1正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure BDA0003297019880000073
所述工作模态12在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000074
相较于现有技术，采用上述技术方案至少能带来以下有益效果：
与现有的UPS整流器相比，本发明结构简单，具有高可靠性，从可变匝比平衡电抗器二次侧绕组提取纹波电压能量注入到负载侧，实现废弃能量的再次利用。并且本发明在UPS整流器自身拓扑高可靠性的前提下，实现了降低输入线电流谐波含量及输出直流电压可调。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法中数据中心UPS整流器的整体结构示意图；
图2是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态1示意图；
图3是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态2示意图；
图4是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态3示意图；
图5是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态4示意图；
图6是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态5示意图；
图7是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态6示意图；
图8是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态7示意图；
图9是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态8示意图；
图10是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态9示意图；
图11是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态10示意图；
图12是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态11示意图；
图13是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器工作模态12示意图；
图14是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器A相输入电流ia仿真波形图；
图15是本发明实施例部分提供的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法的数据中心UPS整流器A相输入电流ia频谱分析图。
以上附图中的符号名称：ua、ub、uc为网侧三相输入电压，a1、b1、c1、a2、b2、c2为绕组电压引出端，VD1、VD2、VD3、VD4、VD5、VD6为双反星型移相变压器的输出二极管，ud1、 ud2分别为两组三相半波整流电路输出电压，ud为UPS整流器负载电压，Np1、Np2为可变匝比平衡电抗器一次侧两段绕组的匝数，Ns为可变匝比平衡电抗器二次侧绕组的匝数，us为可变匝比平衡电抗器二次侧绕组的电压，VDm、VDn为纹波注入电路的桥臂二极管，Cm、Cn为纹波注入电路的均压电容，um、un分别为纹波注入电路的均压电容两端的电压。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明实施例公开一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，本方法应用于高隐蔽和高安全等级的数据中心，本方法通过调节可变匝比平衡电抗器的匝比实现调节直流输出电压，具有高可靠性，并且不会引进高频辐射污染，增加数据中心的隐蔽性。
下面结合附图对本发明进行详细说明。
如图1所示，一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，所述数据中心UPS整流器包括1个双反星型移相变压器、2组三相半波整流电路、1个可变匝比平衡电抗器和1个纹波注入电路；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组固定有中间抽头，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组设有可移动抽头，用于通过改变所述可移动抽头在二次侧绕组上的位置，改变所述可变匝比平衡电抗器的匝比；
所述三相半波整流电路包括第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路：所述第一组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组和第一二极管VD1、第三二极管VD3和第五二极管VD5组成；所述第二组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组和第二二极管VD2、第四二极管VD4和第六二极管VD6组成；
所述纹波注入电路由均压半桥和1个单桥臂组成，所述单桥臂包括第一桥臂二极管VDm和第二桥臂二极管VDn；
所述双反星型移相变压器中，所述双反星型移相变压器的一次侧绕组与三相电源相连，所述二次侧超前移相绕组与第一组三相半波整流电路连接，所述二次滞后移相绕组与第二组三相半波整流电路连接，所述第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路并联输出至负载的正端；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的一端与所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组的中点连接，另一端与所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组的中点连接，所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的中间抽头连接负载的负端，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组的输出端分别连接纹波注入电路的单桥臂中点和均压半桥的中点，所述纹波注入电路并联输出至负载端；
所述数据中心UPS整流器在整个运行过程中的负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000101
Figure BDA0003297019880000102
式中：α表示可变匝比平衡电抗器的匝比，ud1表示第一组三相半波整流电路的输出电压，ud2表示两组三相半波整流电路的输出电压，Np1表示可变匝比平衡电抗器一次侧第一段绕组的匝数，Np2表示可变匝比平衡电抗器一次侧第二段绕组的匝数，Ns表示可变匝比平衡电抗器二次侧绕组匝数；负载电压ud是与可变匝比平衡电抗器的匝比α唯一相关的函数，通过调节可变匝比平衡电抗器的匝比α即可调节数据中心UPS整流器的直流输出电压值。
本发明中，假设源侧三相输入电压为：
Figure BDA0003297019880000111
式中：U是源侧三相输入电压有效值，ua、ub、uc为网侧三相输入电压。
由式(1)可得，双反星型移相变压器超前移相绕组和滞后移相绕组输出电压为：
Figure BDA0003297019880000112
式中：K为双反星型移相变压器二次侧绕组电压有效值与一次侧绕组电压有效值的比值， ua1、ub1、uc1、ua2、ub2、uc2为双反星型移相变压器超前移相绕组和滞后移相绕组的输出电压。
双反星型移相变压器二次侧超前移相绕组和滞后移相绕组输出端分别连接半波整流电路，由式(2)可得，两组半波整流电路的输出电压ud1和ud2分别为：
Figure BDA0003297019880000113
均压电容Cm和Cn两端的电压um和un分别为：
Figure BDA0003297019880000114
令可变匝比平衡电抗器一侧次与二次侧匝比为α，即：
Figure BDA0003297019880000115
根据负载电压ud和可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us之间的关系可知，本发明实施例提供的数据中心UPS整流器基于电压纹波注入技术和可变匝比平衡电抗器，在一个工作周期内具有12种工作模态，12个工作模态输出12个相位相差30°的负载电压矢量，通过调节所述可变匝比平衡电抗器的匝比实现调节每个工作模态的直流输出电压幅值，实现调节每个工作模态的运行时间，最终实现调节所述数据中心UPS整流器的直流输出电压。如图2-图13所示，在所述数据中心UPS整流器的一个工作周期内有12种交替运行工作模态，实现12脉波输出。
(1)当UPS整流器处于工作模态1时，整流器工作模态如图2所示，三相半波整流电路输出电压ud1＞ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第一二极管VD1和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据安匝平衡原理(Ampere-turn Equilibrium Principle，ATEP)和基尔霍夫电流定律 (Kirchhoff′s Current Law，KCL)可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000121
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000122
(2)当UPS整流器处于工作模态2时，整流器工作模态如图3所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第一二极管VD1和第四二极管VD4正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000123
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000131
(3)当UPS整流器处于工作模态3时，整流器工作模态如图4所示，三相半波整流电路输出电压ud1＜ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第四二极管VD4和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000132
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000133
(4)当UPS整流器处于工作模态4时，整流器工作模态如图5所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第四二极管VD4和第三二极管VD3正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000134
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000135
(5)当UPS整流器处于工作模态5时，整流器工作模态如图6所示，三相半波整流电路输出电压ud1＞ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第三二极管VD3和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000141
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000142
(6)当UPS整流器处于工作模态6时，整流器工作模态如图7所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第三二极管VD3和第六二极管VD6正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000143
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000144
(7)当UPS整流器处于工作模态7时，整流器工作模态如图8所示，三相半波整流电路输出电压ud1＜ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第六二极管VD6和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000145
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000151
(8)当UPS整流器处于工作模态8时，整流器工作模态如图9所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第六二极管VD6和第五二极管VD5正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000152
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000153
(9)当UPS整流器处于工作模态9时，整流器工作模态如图10所示，三相半波整流电路输出电压ud1＞ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第五二极管VD5和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000154
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000155
(10)当UPS整流器处于工作模态10时，整流器工作模态如图11所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第五二极管VD5和第二二极管VD2正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000161
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000162
(11)当UPS整流器处于工作模态11时，整流器工作模态如图12所示，三相半波整流电路输出电压ud1＜ud2，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＞ud/2，第二二极管VD2和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000163
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000164
(12)当整流器处于工作模态12时，整流器工作模态如图13所示，可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us＜ud/2，第二二极管VD2和第一二极管VD1正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作。
根据ATEP和KCL可得，整流器处于该模态时负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000165
在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure BDA0003297019880000171
经过分析以上12个工作模态，可知整流器负载电压ud为：
Figure BDA0003297019880000172
为验证理论分析的正确性和所提方法的可行性，利用Matlab/Simulink软件搭建变压整流器仿真模型进行实验研究。源侧输入220V/50Hz三相电压，双反星型移相变压器二次侧与一次侧相电压有效值比值为1，负载为10Ω纯电阻，可变匝比平衡电抗器匝比α＝3.23。A相输入电流仿真波形如图14所示，在一个工作周期内A相输入电流含有12个阶梯波，对输入电流进行快速傅里叶分析(Fast Fourier Transform，FFT)，如图15所示，谐波含量为12.72％。仿真实验研究结果证明基于电压纹波注入技术的双反星型变压整流器呈现12脉波特性，证明了理论分析的正确性。
从上述分析可以看出，本发明结构简单，具有高可靠性，从可变匝比平衡电抗器二次侧绕组提取纹波电压能量注入到负载侧，实现废弃能量的再次利用。并且本发明在UPS整流器自身拓扑高可靠性的前提下，实现了降低输入线电流谐波含量及输出直流电压可调。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于：所述数据中心UPS整流器包括1个双反星型移相变压器、2组三相半波整流电路、1个可变匝比平衡电抗器和1个纹波注入电路；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组固定有中间抽头，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组设有可移动抽头，用于通过改变所述可移动抽头在二次侧绕组上的位置，改变所述可变匝比平衡电抗器的匝比；
所述三相半波整流电路包括第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路：所述第一组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组和第一二极管VD1、第三二极管VD3和第五二极管VD5组成；所述第二组三相半波整流电路，由所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组和第二二极管VD2、第四二极管VD4和第六二极管VD6组成；
所述纹波注入电路由均压半桥和1个单桥臂组成，所述单桥臂包括第一桥臂二极管VDm和第二桥臂二极管VDn；
所述双反星型移相变压器中，所述双反星型移相变压器的一次侧绕组与三相电源相连，所述二次侧超前移相绕组与第一组三相半波整流电路连接，所述二次滞后移相绕组与第二组三相半波整流电路连接，所述第一组三相半波整流电路和第二组三相半波整流电路并联输出至负载的正端；
所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的一端与所述双反星型移相变压器的二次侧超前移相绕组的中点连接，另一端与所述双反星型移相变压器的二次侧滞后移相绕组的中点连接，所述可变匝比平衡电抗器的一次侧绕组的中间抽头连接负载的负端，所述可变匝比平衡电抗器的二次侧绕组的输出端分别连接纹波注入电路的单桥臂中点和均压半桥的中点，所述纹波注入电路并联输出至负载端；
所述数据中心UPS整流器在整个运行过程中的负载电压ud为：
Figure FDA0003297019870000011
Figure FDA0003297019870000021
式中：α表示可变匝比平衡电抗器的匝比，ud1表示第一组三相半波整流电路的输出电压，ud2表示两组三相半波整流电路的输出电压，Np1表示可变匝比平衡电抗器一次侧第一段绕组的匝数，Np2表示可变匝比平衡电抗器一次侧第二段绕组的匝数，Ns表示可变匝比平衡电抗器二次侧绕组匝数；负载电压ud是与可变匝比平衡电抗器的匝比α唯一相关的函数，通过调节可变匝比平衡电抗器的匝比α即可调节数据中心UPS整流器的直流输出电压值。
2.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，所述数据中心UPS整流器在一个工作周期内具有12种工作模态，通过调节所述可变匝比平衡电抗器的匝比实现调节每个工作模态的直流输出电压幅值，实现调节每个工作模态的运行时间，最终实现调节所述数据中心UPS整流器的直流输出电压。
3.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态1时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第一二极管VD1和第一桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000022
所述工作模态1在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000023
4.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态2时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第一二极管VD1和第四二极管VD4正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000031
所述工作模态2在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000032
5.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态3时，所述第一组三相半波整流电路输出电压ud1和第二组三相半波整流电路输出电压ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第四二极管VD4和第二桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000033
所述工作模态3在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000034
6.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态4时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第四二极管VD4和第三二极管VD3正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000035
所述工作模态4在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000036
7.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态5时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第三二极管VD3和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000041
所述工作模态5在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000042
8.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态6时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第三二极管VD3和第六二极管VD6正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000043
所述工作模态6在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000044
9.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态7时，所述第一组三相半波整流电路的输出电压ud1和第一组三相半波整流电路的输出电压ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第六二极管VD6和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000051
所述工作模态7在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000052
10.根据权利要求1所述的一种数据中心UPS整流器直流输出电压调节方法，其特征在于，当所述数据中心UPS整流器处于工作模态8时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第六二极管VD6和第五二极管VD5正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000053
所述工作模态8在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000054
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态9时，所述第一组三相半波整流电路输出电压ud1和第二组三相半波整流电路输出电压ud2的关系为：ud1＞ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第五二极管VD5和桥臂二极管VDm正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000055
所述工作模态9在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000056
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态10时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第五二极管VD5和第二二极管VD2正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000061
所述工作模态10在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000062
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态11时，2组三相半波整流电路输出电压ud1和ud2的关系为：ud1＜ud2；
所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＞ud/2；
所述第二二极管VD2和桥臂二极管VDn正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000063
所述工作模态11在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000064
当所述数据中心UPS整流器处于工作模态12时，所述可变匝比平衡电抗器二次侧绕组电压us与负载电压ud的关系为：us＜ud/2；
所述第二二极管VD2和第一二极管VD1正向偏置导通导通，其余二极管反向偏置关断，纹波注入电路不工作；
负载电压ud，即所述数据中心UPS整流器的直流输出电压为：
Figure FDA0003297019870000065
所述工作模态12在一个工作周期内运行的区间长度为：
Figure FDA0003297019870000066
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