CN114123805B - 一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法 - Google Patents

一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，包括以下步骤：1)得到PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；2)得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；3)获取模块化多电平矩阵式换流器的调制波信号及三角载波信号，再根据所述调制波信号、d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})及d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})，得最终的调制波信号，然后将最终的调制波信号与所述三角载波信号作差，并根据作差结果得桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号，根据桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号进行模块化多电平矩阵式换流器的模块电容动态均压控制，该方法能够对模块化多电平矩阵式换流器进行电容动态均压控制。

Description

一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法
技术领域
本发明属于高电压、大功率电力变换装置控制策略领域，涉及一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法。
背景技术
模块化多电平矩阵式换流器(modular multilevel matrix converter，M3C)是一种新型的AC/AC换流器，可以实现能量的双向流动，具有高电能质量、高可靠性、高可控性和易拓展性等一系列技术优势，被普遍认为是更适用于低频输电系统的交交变频器拓扑。
然而，M3C输入侧与输出侧之间进行的功率传递会造成M3C子模块上的电容电压波动，当输入功率与输出功率不相等时，还会引起电压直流偏执，尤其当M3C一侧频率接近0，或者两侧频率接近时，模块电容电压会大幅波动，影响换流器的正常运行。电容电压稳定在额定值是系统正常可靠工作的前提，因此必须对M3C电容电压进行均压控制，保证换流器可靠运行。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，该方法能够对模块化多电平矩阵式换流器进行电容动态均压控制。
为达到上述目的，本发明所述的模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，所述模块化多电平矩阵式换流器包括九个桥臂，模块化多电平矩阵式换流器的工频侧三相输入与低频侧三相输出相连，各桥臂均由一个桥臂电抗及n个全桥模块串联组成，从工频侧出发，模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器a,b,c，从低频侧出发，所述模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器u,v,w，包括以下步骤：
1)将桥臂内各全桥模块的电容电压与所在桥臂的平均电容电压进行相减，然后与各子换流器a,b,c的中点电流相乘，再计算相乘的结果与参考电容电压值之间的差值，然后根据所述差值得到PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
2)对于各子换流器a,b,c，分别计算所有桥臂的平均电压与子换流器a,b,c中各桥臂的平均电压之差，再将计算结果与该子换流器的中点电流相乘，将相乘结果与参考电容电压值作差，然后根据作差结果得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
3)将d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})进行双αβ0变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
4)获取模块化多电平矩阵式换流器的调制波信号及三角载波信号，再根据所述调制波信号、d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})及d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})，得最终的调制波信号，然后将最终的调制波信号与所述三角载波信号作差，并根据作差结果得桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号，根据桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号进行模块化多电平矩阵式换流器的模块电容动态均压控制。
步骤1)的具体操作过程为：
11)设桥臂的电容电压为∑uCxy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c}),桥臂的平均电容电压为
12)将桥臂内各全桥模块模的电容电压uCxyn与相应桥臂长度平均电容电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后通过比例控制器进行调节；
13)将步骤12)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，再根据作差结果得PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})。
步骤2)的具体操作为：
21)设子换流器u,v,w及a,b,c电容电压为：∑uCx,∑uCy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})，子换流器u,v,w及a,b,c中九个桥臂的平均电容电压为
22)将九个桥臂的平均电压与三个子换流器中各桥臂的平均电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后将相乘的结果经比例控制器进行调节；
23)将步骤22)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})。
步骤3)的具体操作过程为：
31)根据三相静止坐标系到两相静止坐标系的坐标变换矩阵Cabc/αβ0及其反变换两相静止坐标系到三相静止坐标系的坐标变换矩阵Cαβ0/abc，将步骤2)得到的调制比偏移初量d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})进行αβ0变换；
32)将步骤31)得到的结果中的α和β坐标量值进行αβ0变换；
33)令d_M_α0_abc及d_M_β0_abc为0，再进行反变换；
34)将步骤33)所得结果进行反变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})。
本发明具有以下有益效果：
本发明所述的模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法在具体操作时，将模块化多电平矩阵式换流器的电容电压均压控制分为子换流器内桥臂均压和子换流器间均压两部分，将得到的两部分调制比偏移量值与常规输入输出控制得到的调制波结合，得到最终的调制波，并与载波进行比较，得桥臂各个子模块实际开关的PWM信号，需要说明的是，本发明无需对电路进行复杂的变换计算，且在三相三线制系统中不考虑零序分量，仅需在输入输出控制得到的调制波上加入两个偏移量，计算量较少，且通过增加调制比偏移量，降低系统控制的损耗，提升控制效果。
附图说明
图1为模块化多电平矩阵式换流器的拓扑结构图；
图2为本发明的控制流程图；
图3为M3C子换流器内桥臂电容电压均压策略的框图；
图4为M3C子换流器间电容电压均压策略的框图；
图5a为分频侧电压电流波形图；
图5b为分频侧输入有功功率和无功功率波形图；
图5c为工频侧电压电流波形图；
图5d为工频侧输出有功功率和无功功率示意图；
图5e为桥臂电压波形图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
参考图1至图4，本发明所述的模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，所述模块化多电平矩阵式换流器包括九个桥臂，模块化多电平矩阵式换流器的工频侧三相输入与低频侧三相输出相连，各桥臂均由一个桥臂电抗及n个全桥模块串联组成，从工频侧出发，模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器a,b,c，从低频侧出发，所述模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器u,v,w，包括以下步骤：
1)将桥臂内各全桥模块的电容电压与所在桥臂的平均电容电压进行相减，然后与各子换流器a,b,c的中点电流相乘，再计算相乘的结果与参考电容电压值之间的差值，然后根据所述差值得到PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
2)对于各子换流器a,b,c，分别计算所有桥臂的平均电压与子换流器a,b,c中各桥臂的平均电压之差，再将计算结果与该子换流器的中点电流相乘，将相乘结果与参考电容电压值作差，然后根据作差结果得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
3)将d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})进行双αβ0变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
4)获取M3C的调制波信号及三角载波信号，再根据所述M3C的调制波信号、d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})及d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})，得最终的调制波信号，然后将最终的调制波信号与所述三角载波信号作差，并根据作差结果得桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号，根据桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号进行模块化多电平矩阵式换流器的模块电容动态均压控制。
步骤1)的具体操作过程为：
11)设桥臂的电容电压为∑uCxy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c}),桥臂的平均电容电压为其中，
∑uCxy＝uCxy1+uCxy2+…+uCxyn (1)
子换流器的电流为Ia_Bx/y,Ib_Bx/y,Ic_Bx/y(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
12)将桥臂内各全桥模块模的电容电压uCxyn与相应桥臂长度平均电容电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后通过比例控制器进行调节；
13)将步骤12)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，再根据作差结果得PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})。当桥臂平均电容电压大于第n个子模块电容电压uCuan，则说明第n个子模块电容电压较低，需要充电进行电压抬升才能实现均压。当此时子换流器中点电流为正，即向内部充电的状态，通过计算得出的调制比的偏移量值就是正的，则表示通过调制控制开关管的动作实现了对第n个电容电压低于平均值的子模块的均压。
步骤2)的具体操作为：
21)设子换流器u,v,w及a,b,c电容电压为：∑uCx,∑uCy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})，子换流器u,v,w及a,b,c中九个桥臂的平均电容电压为(以子换流器a为例)：
∑uCa＝∑uCua+∑uCva+∑uCwa (3)
九个桥臂整体的平均电容电压定义为：
22)将九个桥臂的平均电压与三个子换流器中各桥臂的平均电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后将相乘的结果经比例控制器进行调节；
23)将步骤22)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})。
步骤3)的具体操作过程为：
31)根据三相静止坐标系到两相静止坐标系的坐标变换矩阵Cabc/αβ0及其反变换两相静止坐标系到三相静止坐标系的坐标变换矩阵Cαβ0/abc，将步骤2)得到的调制比偏移初量d_M_xy_abc(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})进行αβ0变换；
32)将步骤31)得到的结果中的α和β坐标量值进行αβ0变换；
33)令d_M_α0_abc及d_M_β0_abc为0，再进行反变换；
34)按照步骤33)，再进行一次反变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy(x∈{u,v,w},y∈{a,b,c})；
如图5a及图5c所示，输入、输出侧电压电流幅值及频率与表1设置的一致；图5b及图5d表明采用本发明可以使输出侧有功功率迅速稳定在给定值；图5e说明本发明中桥臂各子模块电容电压一致性很好且波动较小。
表1

Claims (4)

1.一种模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，所述模块化多电平矩阵式换流器包括九个桥臂，模块化多电平矩阵式换流器的工频侧三相输入与低频侧三相输出相连，各桥臂均由一个桥臂电抗及n个全桥模块串联组成，从工频侧出发，模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器a,b,c，从低频侧出发，所述模块化多电平矩阵式换流器分为三个子换流器u,v,w，其特征在于，包括以下步骤：
1)将桥臂内各全桥模块的电容电压与所在桥臂的平均电容电压进行相减，然后与各子换流器a,b,c的中点电流相乘，再计算相乘的结果与参考电容电压值之间的差值，然后根据所述差值得到PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn,x∈{u,v,w},y∈{a,b,c},；
2)对于各子换流器a,b,c，分别计算所有桥臂的平均电压与子换流器a,b,c中各桥臂的平均电压之差，再将计算结果与该子换流器的中点电流相乘，将相乘结果与参考电容电压值作差，然后根据作差结果得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc；
3)将d_M_xy_abc进行双αβ0变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy；
4)获取模块化多电平矩阵式换流器的调制波信号及三角载波信号，再根据所述调制波信号、d_M_xyn及d_M_xy，得最终的调制波信号，然后将最终的调制波信号与所述三角载波信号作差，并根据作差结果得桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号，根据桥臂中各全桥模块实际开关的PWM信号进行模块化多电平矩阵式换流器的模块电容动态均压控制。
2.根据权利要求1所述模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，其特征在于，步骤1)的具体操作过程为：
11)设桥臂的电容电压为∑uCxy,桥臂的平均电容电压为
12)将桥臂内各全桥模块的电容电压uCxyn与相应桥臂的平均电容电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后通过比例控制器进行调节；
13)将步骤12)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，再根据作差结果得PWM调制的调制比偏移量值d_M_xyn。
3.根据权利要求1所述模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，其特征在于，步骤2)的具体操作为：
21)设子换流器u,v,w及a,b,c电容电压为：∑uCx,∑uCy，子换流器u,v,w及a,b,c中九个桥臂的平均电容电压为
22)将九个桥臂的平均电压与三个子换流器中各桥臂的平均电压作差，再与子换流器的中点电流相乘，然后将相乘的结果经比例控制器进行调节；
23)将步骤22)的调节结果与参考电容电压值uC_ref进行作差，得按照子换流器分开的三组调制比偏移量初值d_M_xy_abc。
4.根据权利要求1所述模块化多电平矩阵式换流器的电容动态均压控制方法，其特征在于，步骤3)的具体操作过程为：
31)根据三相静止坐标系到两相静止坐标系的坐标变换矩阵Cabc/αβ0及其反变换两相静止坐标系到三相静止坐标系的坐标变换矩阵Cαβ0/abc，将步骤2)得到的调制比偏移量初值d_M_xy_abc进行αβ0变换；
32)将步骤31)得到的结果中的α和β坐标量值进行αβ0变换；
33)令d_M_α0_abc及d_M_β0_abc为0，再进行反变换；
34)将步骤33)所得结果进行反变换，得子换流器间的PWM调制的调制比偏移量终值d_M_xy。
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