CN114094848B - 一种频段动态范围可重构整流电路及整流器 - Google Patents

Abstract

本发明属于整流器领域，公开了一种频段动态范围可重构整流电路及整流器，频段动态范围可重构整流电路包括第一微带线、第二微带线、第三微带线、第四微带线、第一可变电容、第二可变电容、第三可变电容、第四可变电容以及倍压整流电路；频段动态范围可重构整流器包括介质基片；介质基片一侧表面上设置金属层，介质基片另一侧表面上设置上述的频段动态范围可重构整流电路。基于采用的可变电容，可以通过改变可变电容的容值大小，继而改变整流电路匹配的最佳攻略点，大大展宽了整流电路的动态范围，能够适应不同输入频段及不同输入功率的环境射频能量，进而应对多种输入频段及输入功率情况下的整流工作，有效提升整流电路对射频能量的收集能力。

Description

一种频段动态范围可重构整流电路及整流器

技术领域

本发明属于整流器领域，涉及一种频段动态范围可重构整流电路及整流器。

背景技术

能源的开发、输送和利用在国家的发展中具有战略性意义，其研究一直是各国科研的重点。通过无线方式进行能量的传输和利用，免去了复杂的电缆线和插座的约束，降低维护难度，并且极端恶劣环境中的应用的可以提高供能的可靠性。因此，近年来国内外大量科研机构对无线供电进行研究。

目前，无线输能主要有以下几种能量传输方式：电磁感应、电磁共振和微波输能。其中，电磁感应适合于大功率的能量传输，但是其传输距离非常近，共振频率低。电磁共振适合于中等功率和中等传输距离的能量传输，但是其一般工作在KHz-MHz频率。而微波输能，通过自由空间将电能以微波能量的方式从发射端传送至接收端，通过接收端转化为直流能量，适合从近场到远场距离的小功率或大功率的能量传输利用。因此，国内外学者对微波能量接收的微波整流天线进行了大量研究，但由于自由空间中能量分布的功率密度的不确定性，使得微波无线供电的研究存在很多难点。

其中，关于微波输能的整流部分，中国专利申请：CN111262045A中，提供了一种宽动态输入功率范围的紧凑型整流天线，通过使用工作在两个输入功率范围的肖特基二极管，以扩展整流器输入功率动态范围，进而有效解决自由空间中能量功率密度分布不均匀的问题，使整流器在一个高输入功率动态范围下都有较高的效率，其具有效率高、动态范围宽及结构简单的特点。但是，该专利申请中的整流器采用两个支路收集一个频率范围的射频能量，导致其可收集的能量较少，难以实现射频能量的大量收集。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种频段动态范围可重构整流电路及整流器。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

本发明一方面，一种频段动态范围可重构整流电路，包括第一微带线、第二微带线、第三微带线、第四微带线、第一可变电容、第二可变电容、第三可变电容、第四可变电容以及倍压整流电路；第一微带线第一端预留接口；第一微带线第一端的一侧壁连接第一可变电容第一端，第一微带线第一端的另一侧壁连接第二微带线第一端；第一微带线第二端连接第三微带线第一端，第一微带线第二端的一侧壁连接第三可变电容第一端，第一微带线第二端的另一侧壁连接第四微带线第一端；第二可变电容第一端与第二微带线的侧壁连接；第四可变电容第一端与第四微带线的侧壁连接；第三微带线第二端连接倍压整流电路输入端，倍压整流电路输出端预留接口；第一可变电容第二端、第二可变电容第二端、第三可变电容第二端、第四可变电容第二端、第二微带线第二端以及第四微带线第二端均接地。

可选的，所述第二微带线包括第一子微带线、第二子微带线和第一连接微带线；第一子微带线第一端连接第一微带线第一端的侧壁，第一子微带线第二端通过第一连接微带线连接第二子微带线第一端，第二子微带线第二端接地，第二可变电容第一端与第一连接微带线的侧壁连接；其中，第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角小于180°；所述第四微带线包括第三子微带线、第四子微带线和第二连接微带线；第三子微带线第一端与第一微带线第二端的侧壁连接，第三子微带线第二端通过第二连接微带线与第四子微带线第一端连接，第四子微带线第二端接地，第四可变电容第一端与第二连接微带线的侧壁连接；其中，第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角小于180°。

可选的，所述第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角为90°，第一连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第一子微带线宽度；所述第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角为90°，第三连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第三子微带线宽度。

可选的，所述倍压整流电路为二倍压整流电路。

可选的，所述二倍压整流电路包括第一电容、第二电容、第一二极管和第二二极管；第一电容第一端连接第三微带线第二端，第一电容第二端与第一二极管阴极和第二二极管阳极均连接，第二二极管阴极连接第二电容第一端；第一二极管阳极和第二电容第二端均接地。

可选的，所述第一二极管和第二二极管均为肖特基二极管，

可选的，所述第一电容和第二电容均为高频电容。

可选的，还包括谐波抑制滤波电路，谐波抑制滤波电路的输入端与倍压整流电路的输出端连接，谐波抑制滤波电路的输出端预留接口。

可选的，所述谐波抑制滤波电路包括第一扇形微带线和第二扇形微带线；第一扇形微带线第一端连接倍压整流电路的输出端，第一扇形微带线第二端连接第二扇形微带线第一端，第二扇形微带线第二端预留接口。

本发明另一方面，一种频段动态范围可重构整流器，包括介质基片；介质基片一侧表面上设置金属层，介质基片另一侧表面上设置上述的频段动态范围可重构整流电路；介质基片上开设若干金属化通孔，频段动态范围可重构整流电路的接地端通过若干金属化通孔与金属层连接。

可选的，所述介质基片为F4BM介质基板。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明频段动态范围可重构整流电路，通过微带线和可变电容构成pi型阻抗匹配电路，匹配效果良好，可以有效地将后端的倍压整流电路阻抗匹配至需求值。同时，基于采用的可变电容，可以通过改变可变电容的容值大小，继而改变整流电路匹配的最佳攻略点，大大展宽了整流电路的动态范围，实现阻抗匹配电路的可重构，能够适应不同输入频段及不同输入功率的环境射频能量，进而应对多种输入频段及输入功率情况下的整流工作，整流效率高，有效提升整流电路对射频能量的收集能力。并且，采用微带传输枝节的形式，相比传统的集总匹配电路，微带传输枝节具有寄生效应小的优点，可以有效减少高频损耗。

附图说明

图1为本发明实施例提供的频段动态范围可重构整流电路示意图；

图2为本发明实施例提供的二倍压整流电路原理示意图；

图3为本发明实施例提供的频段动态范围可重构整流电路设计流程示意图；

图4为本发明实施例提供的谐波抑制滤波电路的插入损耗曲线图；

图5为本发明实施例提供的整流器的金属通孔示意图；

图6为本发明实施例提供的整流器在工作模式1的回波损耗曲线图；

图7为本发明实施例提供的整流器在工作模式2的回波损耗曲线图；

图8为本发明实施例提供的整流器在工作模式3的回波损耗曲线图；

图9为本发明实施例提供的整流器在2.45GHz的整流效率曲线图；

图10为本发明实施例提供的整流器在5.8GHz的整流效率曲线图。

其中：1-第一微带线；2-第二微带线；3-第三微带线；4-第四微带线；5-第一可变电容；6-第二可变电容；7-第三可变电容；8-第四可变电容；9-第一电容；10-第二电容；11-第一二极管；12-第二二极管；13-第一扇形微带线；14-第二扇形微带线。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参见图1，本发明一实施例中，提供一种频段动态范围可重构整流电路，包括第一微带线1、第二微带线2、第三微带线3、第四微带线4、第一可变电容5、第二可变电容6、第三可变电容7、第四可变电容8以及倍压整流电路。

其中，第一微带线1第一端预留接口；第一微带线1第一端的一侧壁连接第一可变电容5第一端，第一微带线1第一端的另一侧壁连接第二微带线2第一端；第一微带线1第二端连接第三微带线3第一端，第一微带线1第二端的一侧壁连接第三可变电容7第一端，第一微带线1第二端的另一侧壁连接第四微带线4第一端；第二可变电容6第一端与第二微带线2的侧壁连接；第四可变电容8第一端与第四微带线4的侧壁连接；第三微带线3第二端连接倍压整流电路输入端，倍压整流电路输出端预留接口；第一可变电容5第二端、第二可变电容6第二端、第三可变电容7第二端、第四可变电容8第二端、第二微带线2第二端以及第四微带线4第二端均接地。

具体的，本发明频段动态范围可重构整流电路，通过微带线和可变电容构成pi型阻抗匹配电路，匹配效果良好，可以有效地将后端的倍压整流电路阻抗匹配至需求值。同时，基于采用的可变电容，可以通过改变可变电容的容值大小，继而改变整流电路匹配的最佳攻略点，大大展宽了整流电路的动态范围，实现阻抗匹配电路的可重构，能够适应不同输入频段及不同输入功率的环境射频能量，进而应对多种输入频段及输入功率情况下的整流工作，整流效率高，有效提升整流电路对射频能量的收集能力。并且，采用微带传输枝节的形式，相比传统的集总匹配电路，微带传输枝节具有寄生效应小的优点，可以有效减少高频损耗。

在一种可能的实施方式中，所述第二微带线2包括第一子微带线、第二子微带线和第一连接微带线；第一子微带线第一端连接第一微带线1第一端的侧壁，第一子微带线第二端通过第一连接微带线连接第二子微带线第一端，第二子微带线第二端接地，第二可变电容6第一端与第一连接微带线的侧壁连接；其中，第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角小于180°。

所述第四微带线4包括第三子微带线、第四子微带线和第二连接微带线；第三子微带线第一端与第一微带线1第二端的侧壁连接，第三子微带线第二端通过第二连接微带线与第四子微带线第一端连接，第四子微带线第二端接地，第四可变电容8第一端与第二连接微带线的侧壁连接；其中，第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角小于180°。

第二微带线2和第四微带线4采用弯折的形式，通过弯折线将较长的微带线分为两段，可以有效的减少整流电路的物理尺寸，提高集成化。

在一种可能的实施方式中，所述第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角为90°，第一连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第一子微带线宽度；所述第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角为90°，第三连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第三子微带线宽度。

可选的，第一微带线1和第三微带线3可以均设计为矩形枝节串联微带线，第二微带线2和第四微带线4可以均设计为L型枝节并联微带线。在保证良好的匹配效果同时，有效减少电路的物理尺寸。

在一种可能的实施方式中，所述倍压整流电路为二倍压整流电路，通过采用二倍压整流电路，以尽可能的减少整流过程中的能量损耗。参见图2，为一种二倍压整流电路的示意图，通过两电容和两二极管实现二倍压整流。

在一种可能的实施方式中，所述二倍压整流电路包括第一电容9、第二电容10、第一二极管11和第二二极管12；第一电容9第一端连接第三微带线3第二端，第一电容9第二端与第一二极管11阴极和第二二极管12阳极均连接，第二二极管12阴极连接第二电容10第一端；第一二极管11阳极和第二电容10第二端均接地。

在一种可能的实施方式中，所述第一二极管11和第二二极管12均为肖特基二极管，所述第一电容9和第二电容10均为高频电容。

选取正向导通电压较小的肖特基二极管，特别适用于小信号整流，其拥有较低的电阻损耗以及较高的反向击穿电压，对整流电路整体效率的提升有显著的作用。同时，第一电容9和第二电容10选用适用于高频的高频电容，进而可以有效提升整流电路的整体效率，降低损耗。

在一种可能的实施方式中，还包括谐波抑制滤波电路，谐波抑制滤波电路的输入端与倍压整流电路的输出端连接，谐波抑制滤波电路的输出端预留接口。

利用谐波抑制滤波电路可以有效过滤射频能量信号的单次谐波，使射频能量信号的直流分量通过，有效抑制射频能量信号进入后端电阻并回流，以避免谐波回流造成的影响，继而有效提升了整流效率。

在一种可能的实施方式中，所述谐波抑制滤波电路包括第一扇形微带线13和第二扇形微带线14；第一扇形微带线13第一端连接倍压整流电路的输出端，第一扇形微带线13第二端连接第二扇形微带线14第一端，第二扇形微带线14第二端预留接口。通过采用双扇形的谐波抑制滤波电路，可以有效使射频能量信号的直流分量通过，并可以有效的抑制中心频率的一次谐波以避免谐波回流造成的影响，提升一次谐波的过滤性能。

本发明再一实施例中，提供一种用于收集环境射频能量的频段动态范围可重构整流器，包括介质基片；介质基片一侧表面上设置金属层，介质基片另一侧表面上设置上述的频段动态范围可重构整流电路；介质基片上开设若干金属化通孔，频段动态范围可重构整流电路的接地端通过若干金属化通孔与金属层连接。

其中，频段动态范围可重构整流电路的接地端即为频段动态范围可重构整流电路内各元件需要接地的那一端，具体的，可包括第一可变电容5第二端、第二可变电容6第二端、第三可变电容7第二端、第四可变电容8第二端、第二微带线2第二端、第四微带线4第二端、第一二极管11阳极和第二电容10第二端。

具体的，可以在各金属化通孔靠近频段动态范围可重构整流电路的一侧设置垫片，垫片与介质基片表面连接，通过垫片可以实现频段动态范围可重构整流电路的接地端与金属化通孔的稳定连接，提升整流器的稳定性。

在一种可能的实施方式中，所述介质基片为F4BM介质基板。采用F4BM材质的介质基板，可以有效减少损耗，提升整流器的整体效率。

在具体应用时，参见图3，本发明频段动态范围可重构整流器中各部件的结构尺寸，可以按照以下步骤确定和实施。该实施方式中，以2.45GHz和5.8GHz作为具体的频段动态范围。

具体的，频段动态范围可重构整流电路及金属层均在厚度为1mm，介电常数为2.65，损耗角正切值为0.0007的F4BM介质基板上设计。

首先，根据设计要求设计谐波抑制滤波电路的结构尺寸，本实施例中，以采集2.45GHz和5.8GHz的射频能量信号为设计要求。因此，需要尽量降低谐波抑制滤波电路在2300～2600MHz，以及5600～6000MHz的插入损耗。具体的，本实施方式中，第一扇形微带线13的输入线线宽为2mm，弦长为5.6mm，扇形长角为90°，用其来控制中心频率为5.8GHz的射频能量信号。第二扇形微带线14的输入线线宽为2mm，弦长为12.4mm，扇形长角为120°，用其来控制中心频率为2.45GHz的射频能量信号。

参见图4，为谐波抑制滤波电路的插入损耗曲线，可见其可以有效抑制中心频率为2450MHz以及5800MHz的信号，在其中心频率处，插入损耗小于-70dB。

其次，根据所需频带及功率范围，选择整流电路拓扑及二极管型号。本实施例中，两工作频带的中心频率为2450MHz和5800MHz，功率约为-10～10dBm，二极管的损耗由三部分构成：

其中，为导通时的串联电阻损耗，Loos_{on，junction}为导通时PN结功率损耗，表示截止时串联电阻的损耗。

根据频段选择Avago公司生产的HSMS 2862二极管，其拥有较低的电阻损耗以及较高的反向击穿电压，对整流电路整体效率的提升有显著的作用。第一电容9选择村田集总器件，容值c9＝100nf，型号为935133425610-xxN，第二电容10选择村田集总器件，容值c10＝100nf，型号为935133425610-xxN。

然后，获取所需频带上的高输入功率的电路阻抗后，根据后端阻抗设计高输入功率下的阻抗匹配电路，根据现有经验的理论分析及测试，得到Avago公司生产的HSMS 2862二极管在10dB的输入功率情况下得到最大效率，计算出其输入功率后设计阻抗匹配电路。其中，第一微带线1的宽度w1＝4.6mm，长度l1＝5mm，第三微带线3的宽度w3＝2.2mm，长度l3＝13mm，其作用是将高输入功率下的两个频段的不同阻抗变为互为共轭的两阻抗；第二微带线2的宽度w2＝0.4mm，长度l2＝13.8mm，在其距离第一微带线1与第二微带线2连接处4.1mm处进行弯折，弯折处采用半径为0.4mm的四分之一圆连接；第四微带线4的宽度w4＝3mm，长度14＝27.9mm，在其距离第一微带线1与第四微带线4连接处8.4mm处进行弯折，弯折处采用半径为3mm的四分之一圆连接，作用是将互为共轭的两阻抗匹配至50Ω。

接地通孔及垫片的设计，参见图5，接地通孔的直径d＝0.4mm；垫片的宽度wd＝0.4mm，垫片的长度ld＝0.8mm。其中，垫片只需要对接地通孔的一半进行铺垫，垫片的材质可以选用铜。

然后，加入可变电容，改变可变电容的容值设计低输入功率下的阻抗匹配电路，本实施例中，设置以下三种工作模式：

工作模式1：第一可变电容5的容值c5＝0，第二可变电容6的容值c6＝0，第三可变电容7的容值c7＝0，第四可变电容8的容值c8＝0。工作模式1下，阻抗匹配电路的回波损耗如图6所示，阻抗匹配电路的回波损耗最低点约在10dBm附近系统主要工作在10dB附近，收集高输入功率下的射频能量。

工作模式2：第一可变电容5的容值c5＝2.7pf，第二可变电容6的容值c6＝3.7pf，第三可变电容7的容值c7＝2.7pf，第四可变电容8的容值c8＝200pf。工作模式2下，阻抗匹配电路的回波损耗如图7所示，阻抗匹配电路的回波损耗最低点在0dBm附近，系统主要工作在0dB附近，收集低输入功率下2.45GHz的频能量。

工作模式3：第一可变电容5的容值c5＝0，第二可变电容6的容值c6＝200pf，第三可变电容7的容值c7＝0.73pf，第四可变电容8的容值c8＝200pf。工作模式3下，阻抗匹配电路的回波损耗如图8所示，阻抗匹配电路的回波损耗最低点在0dBm附近，系统主要工作在0dBm附近，收集低输入功率下5.8GHz的频能量。

最后，在高频电路仿真软件ADS中进行谐波平衡仿真，参见图9，为2.45GHz的射频能量进入整流器时的情况。在高输入功率时，使用工作模式1，其主要收集高输入功率下的能量，其中，整流效率＞50％的输入功率为1～13dBm，其动态范围约为12dBm，最高效率在11dBm的输入功率下约为78.7％。在低输入功率时，使用工作模式2，其主要收集低输入功率下的能量，其中，整流效率＞50％的输入功率为-4～14dBm，其动态范围约为18dBm，最高效率在1dBm的输入功率下约为65.2％；二者结合后，整流效率＞50％的输入功率为-4～14dBm，其动态范围约为18dBm，最高效率在11dBm的输入功率下约为78.7％，在保持最高整流效率不变的情况下将动态范围提升了33％。

参见图10，为5.8GHz的射频能量进入整流器时的情况。在高输入功率时，使用工作模式1，其主要收集高输入功率下的能量，其中，整流效率＞50％的输入功率为4～12dBm，其动态范围约为8dBm，最高效率在11dBm的输入功率下约为72.1％。在低输入功率时，使用工作模式3，其主要收集低输入功率下的能量，其中，整流效率＞50％的输入功率为-1～12dBm，其动态范围约为13dBm，最高效率在4dBm的输入功率下约为59.1％；二者结合后，整流效率＞50％的输入功率为-1～12dBm，其动态范围约为13dBm，最高效率在11dBm的输入功率下约为72.1％，在保持最高整流效率不变的情况下将动态范围提升了62.5％。

在本发明实施例的描述中，所给出的结构尺寸均为优选参数，参照本发明实施例，修改各个部件的尺寸参数可以进一步得到实际所需的性能。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，包括第一微带线、第二微带线、第三微带线、第四微带线、第一可变电容、第二可变电容、第三可变电容、第四可变电容以及倍压整流电路；

第一微带线第一端预留接口；第一微带线第一端的一侧壁连接第一可变电容第一端，第一微带线第一端的另一侧壁连接第二微带线第一端；

第一微带线第二端连接第三微带线第一端，第一微带线第二端的一侧壁连接第三可变电容第一端，第一微带线第二端的另一侧壁连接第四微带线第一端；

第二可变电容第一端与第二微带线的侧壁连接；第四可变电容第一端与第四微带线的侧壁连接；第三微带线第二端连接倍压整流电路输入端，倍压整流电路输出端预留接口；

第一可变电容第二端、第二可变电容第二端、第三可变电容第二端、第四可变电容第二端、第二微带线第二端以及第四微带线第二端均接地；

所述第二微带线包括第一子微带线、第二子微带线和第一连接微带线；第一子微带线第一端连接第一微带线第一端的侧壁，第一子微带线第二端通过第一连接微带线连接第二子微带线第一端，第二子微带线第二端接地，第二可变电容第一端与第一连接微带线的侧壁连接；其中，第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角小于180°；

所述第四微带线包括第三子微带线、第四子微带线和第二连接微带线；第三子微带线第一端与第一微带线第二端的侧壁连接，第三子微带线第二端通过第二连接微带线与第四子微带线第一端连接，第四子微带线第二端接地，第四可变电容第一端与第二连接微带线的侧壁连接；其中，第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角小于180°；

所述第一子微带线中心线和第二子微带线中心线的夹角为90°，第一连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第一子微带线宽度；所述第三子微带线中心线和第四子微带线中心线的夹角为90°，第三连接微带线为四分之一圆形微带线，且半径为第三子微带线宽度。

2.根据权利要求1所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，所述倍压整流电路为二倍压整流电路。

3.根据权利要求2所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，所述二倍压整流电路包括第一电容、第二电容、第一二极管和第二二极管；

第一电容第一端连接第三微带线第二端，第一电容第二端与第一二极管阴极和第二二极管阳极均连接，第二二极管阴极连接第二电容第一端；第一二极管阳极和第二电容第二端均接地。

4.根据权利要求3所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，所述第一二极管和第二二极管均为肖特基二极管。

5.根据权利要求3所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，所述第一电容和第二电容均为高频电容。

6.根据权利要求1所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，还包括谐波抑制滤波电路，谐波抑制滤波电路的输入端与倍压整流电路的输出端连接，谐波抑制滤波电路的输出端预留接口。

7.根据权利要求6所述的频段动态范围可重构整流电路，其特征在于，所述谐波抑制滤波电路包括第一扇形微带线和第二扇形微带线；

第一扇形微带线第一端连接倍压整流电路的输出端，第一扇形微带线第二端连接第二扇形微带线第一端，第二扇形微带线第二端预留接口。

8.一种频段动态范围可重构整流器，其特征在于，包括介质基片；

介质基片一侧表面上设置金属层，介质基片另一侧表面上设置权利要求1至7任一项所述的频段动态范围可重构整流电路；

介质基片上开设若干金属化通孔，频段动态范围可重构整流电路的接地端通过若干金属化通孔与金属层连接。

9.根据权利要求8所述的频段动态范围可重构整流器，其特征在于，所述介质基片为F4BM介质基板。