CN114094808B - 串并联一体化多功能变换器拓扑结构及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构及其控制方法，其中拓扑结构由单相全桥变换器、LC滤波、三绕组变压器T、耦合电容C0、负载、变压器端口旁路开关S1和切换开关S2组成；其中，三绕组变压器T原边一端接电网，另一端接负载；旁路开关S1并联在三绕组变压器T原边的两端；三绕组变压器T副边二次侧连接到单相全桥变换器，副边三次侧通过耦合电容C0接地，副边二三次侧的公用端通过切换开关S2接地；LC滤波的滤波电感L1端连接三绕组变压器T二次侧，滤波电容C1端连接单相全桥变换器，其中滤波电感L1和滤波电容C1串联。本发明解决了现有技术中存在的串联与并联变换器设计不够融合、切换不够灵活等问题。
Description
技术领域
本发明属于电力技术领域，涉及一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构及其控制方法。
背景技术
电力电子变换器凭借环保、柔性、智能等优势已渗透到配电网电能生产、传输、利用的各环节。智能配电网的快速发展使得电能灵活变换的需求日益增长，电力电子变换器在智能配电网中的数量和比例必将不断提升，开展电力电子变换器利用率提升与输出性能优化研究是新形势下配电网安全、可靠、经济、高效发展的重要技术保障。电力电子变换器主要通过并联或串联接入的方式与电网实现电能交互，虽然二者在拓扑结构方面未有太大区别(如有源部分、滤波环节等)，但接入方式的不同使得串联与并联变换器在运行特性方面具有显著差异。若能够基于串联与并联两类变换器在拓扑及控制上存在的共性和差异，研究出串联与并联一体化设计的拓扑结构及其控制方法，在一个拓扑上同时发挥出串联与并联两类变换器的功能，对电力电子变换器的高效利用、配电网的经济可靠运行都具有重要意义。
现已提出的多功能变换器常针对串联接入或并联接入的变换器，在一类变换器的基础上通过控制指令叠加或拓扑改进等方式实现多种功能，但该方式下串联与并联变换器间的功能仍相对独立。近几年来，部分研究开始涉及到串联与并联两类变换器的切换与转化，但转换思路常是通过增加继电器等开关实现拓扑的直接变换，对其中的暂态问题和该方法下的运行特性未做深入研究。
图1为现已提出的串联与并联变换器相互转换的典型拓扑结构。从图中可以看出，采用的技术手段主要是通过在拓扑中增加继电器以实现串联与并联接入方式的直接转换。该方法虽能显著提升传统变换器的功能多样性，但仍存在串联与并联变换器切换不够灵活、切换过程中存在延时和暂态冲击等问题。因此，探索串联与并联两种变换器的融合设计与灵活切换方法具有重要意义。
发明内容
为实现上述目的，本发明提供了一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构及其控制方法，解决了现有技术中存在的串联与并联变换器设计不够融合、切换不够灵活的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构，由电网、单相全桥变换器、LC滤波、三绕组变压器T、耦合电容C0、负载、变压器端口旁路开关S1和切换开关S2组成；其中，三绕组变压器T原边一端接电网，另一端接负载；旁路开关S1并联在三绕组变压器T原边的两端；三绕组变压器T副边二次侧连接到单相全桥变换器，副边三次侧通过耦合电容C0接地，副边二三次侧的公用端通过切换开关S2接地；LC滤波的滤波电感L1端连接三绕组变压器T二次侧，滤波电容C1端连接单相全桥变换器，其中滤波电感L1和滤波电容C1串联。
进一步地，所述单相全桥变换器包括4个IGBT模块和直流侧储能电容C；其中，单相全桥变换器的交流侧一端通过第二IGBT模块T2发射极和第四IGBT模块T4集电极的节点通过滤波电感L1接入电网，单相全桥变换器的交流侧另一端通过第一IGBT模块T1发射极和第三IGBT模块T3集电极的节点连接到三绕组变压器T副边的二次端；单相全桥变换器的直流侧一端通过第一IGBT模块T1集电极和第二IGBT模块T2集电极的节点连接到直流侧储能电容C的正极，单相全桥变换器的直流侧另一端通过第三IGBT模块T3发射极和第四IGBT模块T4发射极的节点连接到直流侧储能电容C的负极。
进一步地，所述三绕组变压器T原边、副边二次侧、副边三次侧的匝数比为1:k1:k2，其中k1和k2具有以下关系：
其中，Is为电网电源电流，Icn为流过三绕组变压器T耦合电容C0支路电流，IL为负载电流。
进一步地，耦合电容C0的大小为：
其中，Udvr为三绕组变压器T一次侧电压，j为相量用复数表示时的虚部符号，ω为角速度。
本发明还提供了一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，当电网电压正常时，拓扑结构工作于串联补偿模式或并联补偿模式；当电网电压波动时，拓扑结构工作于串联补偿模式；其中，
当电网电压正常，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤1-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤1-2：控制负载电压的幅值不变、相位改变，在保持负载正常运行的条件下，实现系统中功率的调控；其中，当控制负载电压相位超前电网电压，电网将发出有功功率、吸收无功功率；当控制负载电压相位滞后电网电压，电网将发出有功功率和无功功率。
进一步地，当电网电压正常，需工作于并联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤2-1：闭合旁路开关S1、断开切换开关S2；
步骤2-2：通过调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI的幅值及相位，实现单相全桥变换器对电网的无功补偿。
进一步地，当调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI>Us时，电流从单相全桥变换器流向电网，此时单相全桥变换器工作于容性区，并且使电压UI相位滞后电流I的相位90°，单相全桥变换器向电网提供感性的无功功率；当UI<Us时，电流从电网流入单相全桥变换器，此时单相全桥变换器工作于感性区，并且使电流I相位滞后电压UI相位90°，单相全桥变换器向电网提供容性的无功功率；当UI与Us相等时，单相全桥变换器与电网之间的电流为零，此时单相全桥变换器既不工作在容性区也不工作在感性区，不输出无功功率；其中Us为电网电源电压，I为滤波电感L1所在支路电流。
进一步地，当电网电压波动，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤3-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤3-2：控制负载电压幅值不变、相位改变，单相全桥变换器会向三绕组变压器T的原边提供相应的补偿电压，实现负载电压的稳定。
进一步地，当控制补偿电压相位始终垂直于电网电压相位，电网将以纯有功功率输出；当控制电网输出纯有功功率等于或最接近于负载有功功率，实现变换器最小有功输出。
本发明的有益效果是
(1)本发明有效实现了串联与并联变换器的融合设计与灵活转换。所述拓扑在模块复用的基础上，集成了串联与并联变换器的功能，一机多用，有效提高了设备利用率、降低了设备的投入成本。
(2)改变了传统串联变换器直接串入线路的接线方式，可在系统发生短路故障等恶劣情况下有效保护设备的有源部分，设备的安全性更高。
(3)将三绕组变压器与电力电子变换器进行有效结合，既提升了其工作性能，也避免了需要额外增加大量切换开关进行拓扑的重构和转换。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有串联与并联变换器转换拓扑结构图；其中(a)为单相串联与并联变换器转换拓扑结构图，(b)为三相串联与并联变换器转换拓扑结构图。
图2是本发明实施例的串并联一体化多功能变换器拓扑结构图。
图3是本发明实施例的串/并联工作模式切换流程图。
图4是本发明实施例的串联补偿模式下拓扑结构图。
图5是本发明实施例的串联补偿模式下的相量关系图。
图6是本发明实施例的电网电压正常、暂降和暂升情况下的相量关系图；其中(a)为电压正常情况下的相量关系图，(b)为电压暂降情况下的相量关系图，(c)为电压暂升情况下的相量关系图。
图7是本发明实施例的并联补偿模式下拓扑结构图。
图8是本发明实施例的并联补偿模式下的等效电路及工作原理图。
图9是本发明实施例的并联补偿模式下考虑耦合电容后的工作原理图。
图10是本发明实施例的电压暂降至0.85倍时电网有功功率的变化趋势图。
图11是本发明实施例的电压暂降至0.85倍时电网无功功率的变化趋势图。
图12是本发明实施例的并联补偿模式下无功补偿能量流动关系图。
图13是本发明实施例的串联补偿模式下电压波形图。
图14是本发明实施例的三绕组变压器T原边功率波形图。
图15是本发明实施例的变换器滤波电容端口电压和输出电流图。
图16是本发明实施例的拓扑中多个支路的电流波形图，其中(a)为电网电流、三绕组变压器副边电容支路电流波形图，(b)为负载电流、三绕组变压器副边电流之和波形图。
图17是本发明实施例的并联补偿模式下电流波形图。
图18是本发明实施例的并联补偿模式下电网电压和电网电流波形图。
图19是本发明实施例的变换器输出侧电压和耦合电容电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
针对现有串联与并联变换器在拓扑结构及控制上存在一定的共性和差异性、现有串联与并联两种变换器的融合设计与灵活切换方面的研究较为缺乏，本发明基于一种多绕组变压器和串联变换器，设计了一种配电网混合式串并联一体化变换器拓扑结构，可同时发挥串联与并联变换器的功能。图2为本发明所述配电网混合式串并联一体化变换器的拓扑结构图。
1.拓扑结构介绍
本发明的拓扑结构由电网、单相全桥变换器、LC滤波、三绕组变压器T、耦合电容C0、负载、变压器端口旁路开关S1和切换开关S2组成。其中，三绕组变压器T原边(三绕组变压器T的一次侧为原边，另一侧为副边)一端接电网，另一端接负载，旁路开关S1并联在三绕组变压器T原边的两端，副边二次侧连接到单相全桥变换器，副边三次侧通过耦合电容C0接地，副边二三次侧的公用端通过切换开关S2接地；LC滤波的滤波电感L1端连接三绕组变压器T二次侧，滤波电容C1端连接单相全桥变换器，其中滤波电感L1和滤波电容C1串联。
进一步地，单相全桥变换器包括4个全控型器件-绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGate Bipolar Transistor，IGBT)模块和直流侧储能电容C；所述单相全桥变换器包括第一IGBT模块T1、第二IGBT模块T2、第三IGBT模块T3和第四IGBT模块T4；所述单相全桥变换器的交流侧一端通过第二IGBT模块T2发射极和第四IGBT模块T4集电极的节点通过滤波电感L1接入电网，单相全桥变换器的交流侧另一端通过第一IGBT模块T1发射极和第三IGBT模块T3集电极的节点连接到三绕组变压器T副边的非接地端(二次端)；所述单相全桥变换器的直流侧一端通过第一IGBT模块T1集电极和第二IGBT模块T2集电极的节点连接到直流侧储能电容C的正极，单相全桥变换器的直流侧另一端通过第三IGBT模块T3发射极和第四IGBT模块T4发射极的节点连接到直流侧储能电容C的负极。
图2中，Us为电网电源电压，Is为电网电源电流，UC1为滤波电容C1两侧电压，I2为单相全桥变换器经电感L1的输出电流，I为滤波电感L1所在支路电流，Uc0为耦合电容C0两侧电压，Udc为直流侧储能电容C两端电压，Udvr为三绕组变压器T一次侧电压，Utr1为三绕组变压器T二次侧电压，Utr2为三绕组变压器T三次侧电压，I1为流入三绕组变压器T二次侧电流，Inn为流过三绕组变压器T副边边二三次侧的公用端接地支路电流，Icn为流过三绕组变压器T耦合电容C0支路电流，UL为负载电压、IL为负载电流。
2.工作原理分析
根据电网的运行状态，本发明拓扑结构可以分为两种工作模式：串联补偿模式和并联补偿模式，拓扑结构工作模式切换流程图如图3所示。其中，在电网电压出现暂升/暂降等电压波动时，工作于串联补偿模式。在电网电压保持正常时，可工作于串联补偿和并联补偿两种模式。
具体的，当电网电压正常，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤1-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤1-2：控制负载电压的幅值不变、相位改变，可以在保持负载正常运行的条件下，实现系统中功率的调控；其中，当控制负载电压相位超前电网电压，电网将发出有功功率、吸收无功功率；当控制负载电压相位滞后电网电压，电网将发出有功功率和无功功率。
进一步地，当电网电压正常，需工作于并联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤2-1：闭合旁路开关S1、断开切换开关S2；
步骤2-2：通过调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI的幅值及相位，实现单相全桥变换器对电网实时无功补偿。具体的，当UI>Us时，电流从单相全桥变换器流向电网，此时单相全桥变换器工作于容性区，并且使电压UI相位滞后电流I的相位90°，单相全桥变换器向电网提供感性的无功功率；当UI<Us时，电流从电网流入单相全桥变换器，此时单相全桥变换器工作于感性区，并且使电流I相位滞后电压UI相位90°，单相全桥变换器向电网提供容性的无功功率；当UI与Us相等时，单相全桥变换器与电网之间的电流为零，此时单相全桥变换器既不工作在容性区也不工作在感性区，不输出无功功率。
进一步地，当电网电压波动，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤3-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤3-2：控制负载电压幅值不变、相位改变，单相全桥变换器会向三绕组变压器T原边提供补偿电压，实现负载电压的稳定；当控制补偿电压始终垂直于电网电压，电网将以纯有功功率输出；当控制电网输出纯有功功率等于或最接近于负载有功功率，实现单相全桥变换器最小有功输出。
2.1串联补偿模式
当旁路开关S1断开、切换开关S2闭合，所述拓扑结构工作于串联补偿模式，结构如图4所示。图中的正负号表示假定的参考方向。
根据理想变压器的电压电流特性(Voltage Current Relation，VCR)，其运行时既不储能也不耗能，可得三绕组变压器T原边与副边绕组的电压电流关系为：
-UdvrIL＝Utr1I1+Utr2Icn (1)
此时，拓扑结构中的电流关系满足：
式中，j为相量用复数表示时的虚部符号，ω为角速度。
为分析方便，设三绕组变压器T原边(一次侧)与两个副边绕组(即二次侧、三次侧)的匝数比为1:1:1，此时三绕组变压器T原边与两个副边绕组的电压大小相等，进一步可得原边与副边电流的大小关系为：
-IL＝I1+Icn (3)
根据式(2)和式(3)可得：
Is＝-Icn (4)
式(4)表明，在三绕组变压器T变比(匝数比)为1:1:1的条件下，该拓扑结构中电网电流与三绕组变压器T耦合电容C0支路电流大小相等，方向相反。
另外，根据基尔霍夫电压定律(Kirchhoff Voltage Laws，KVL)可得拓扑结构中电压关系满足：
因此存在：
UC1＝UL (6)
式(6)表明，在三绕组变压器T变比为1:1:1的条件下，拓扑结构中单相全桥变换器输出电压等于负载电压。
根据上述关系，可得该模式下电路中的相量关系，如图5所示。图5中，取US的相位为参考相位，α、β分别表示负载电压的相位和电网电流的相位。假设负载的功率因素角为据图4可得，此条件下，单相全桥变换器输出的有功功率Pin和无功功率Qin满足：
由式(7)可知，单相全桥变换器输出功率与负载电压控制相位α、电网电流Is有关。
因此，由上述推导分析可知，在所述拓扑结构工作于串联补偿模式时，通过控制负载电压的幅值不变、相位改变，可实现负载电压在电网电压正常与波动情况下均保持正常运行，即所述拓扑结构可发挥电压补偿作用。同时，单相全桥变换器输出的功率与电网电流有关，而电网电流大小与三绕组变压器T副边电容接地支路的电流大小相关。这进一步地说明，单相全桥变换器输出功率与三绕组变压器T补偿电压以及耦合电容C0的大小相关。因此，通过控制负载电压的相位，可有效实现对单相全桥变换器输出功率的调整，进而调控系统中的功率流动。
为进一步解析串联补偿模式下系统的运行情况，分析了电网电压正常、暂降、暂升三种情况下的相量关系，如图6所示。
由图6中的(a)可知，在电网电压正常时，通过控制负载电压的幅值不变、相位改变，可在保持负载正常运行的条件下，实现系统中功率的调控。其中，当控制负载电压相位超前电网电压，电网将发出有功、吸收无功；当控制负载电压相位滞后电网电压，电网将发出有功和无功。该条件下无法实现电网纯有功输出。
由图6中(b)和(c)可知，在电网电压发生暂降或暂升时，通过控制负载电压幅值不变、相位改变，既可以保证负载电压稳定正常，实现电压补偿效果，也可以有效调控系统中的功率流动。当控制补偿电压始终垂直于电网电压，电网将以纯有功功率输出；当控制电网输出有功功率等于或最接近于负载有功功率，可实现单相全桥变换器最小有功输出。
2.2并联补偿模式
当旁路开关S1闭合、切换开关S2断开，所述拓扑结构工作于并联补偿模式，具体结构如图7所示。其主要是利用单相全桥变换器通过滤波电感L1接到电网中，通过调节单相全桥变换器交流侧电压和电流的相关参数的大小，控制单相全桥变换器输出无功电流的大小，以此达到了对电网动态无功补偿的目的。为简化分析，不考虑装置的损耗，等效电路如图8所示。根据KVL定律，滤波电感L1的电压UL1为UL1＝Us-UI，利用滤波电感L1的电压UL1即可计算出装置向电网中注入的电流I。所以，可以通过调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI的幅值及其相对于Us的相位，改变滤波电感L1电压UL1，从而控制单相全桥变换器从电网吸收电流的相位和幅值，最终实现对系统进行无功补偿的目的。
从图8中可知：当UI>Us时，电流从单相全桥变换器流向电网，此时单相全桥变换器工作于容性区，并且电压UI相位滞后电流I的相位90°，单相全桥变换器向电网提供感性的无功功率；当UI<Us时，电流从电网流入单相全桥变换器，此时单相全桥变换器工作于感性区，并且电流I相位滞后电压UI相位90°，单相全桥变换器向电网提供容性的无功功率；当UI与Us相等时，单相全桥变换器与电网之间的电流为零，此时单相全桥变换器既不工作在容性区也不工作在感性区。因此，利用单相全桥变换器主电路中功率开关管的通断改变交流侧输出电压，从而对单相全桥变换器交流侧连接的滤波电感L1的电压和电流进行调节，实现单相全桥变换器对电网实时无功补偿。
一般情况下单相全桥变换器向电网提供容性的无功功率实现无功补偿功能，考虑耦合电容后的工作原理图如图9所示，从图9可以看出，串联在三绕组变压器T副边绕组的耦合电容既可以提供滞后的容性电压降低单相全桥变换器端口的输出电压，也可以显著提升系统的无功补偿能力。
3.能量流动分析
(1)串联补偿模式下能量流动分析
根据式(7)，可以得出负载电压的相位α在不同范围内变化时，系统中的能量变动情况。下面以一种工况举例分析。当电网电压跌落至0.85倍额定电压，控制α在(0，π)范围内变化时，得到电网输出有功功率和无功功率随α的变化关系，分别如图10和图11所示。
图10中，Ps为电网输出的有功功率，PL为负载所需的有功功率。图11中，Qs为电网输出的无功功率，QL为负载所需的无功功率。
由图10可见，当α处于(0，a)和(b，π)范围内时，电网输出的有功功率不足以满足负载所需，此时需要单相全桥变换器补充缺额有功功率；当α＝a或α＝b时，电网输出的有功功率刚好满足负载所需，可实现单相全桥变换器最小有功(纯无功)输出；当α处于(a，b)范围内时，电网输出的有功功率超过负载所需，富余有功功率将流入单相全桥变换器。
由图11可见，当α处于(0，c)范围内时，电网输出少量无功功率，但不足以满足负载所需，此时需要单相全桥变换器补充大量无功功率；当α＝c时，电网输出的无功功率为0，此时电网纯有功功率输出，由单相全桥变换器提供负载所需全部无功；当α处于(c，π)范围内时，单相全桥变换器提供大量无功功率，除满足负荷外，无功功率还将流入电网。
(2)并联补偿模式下能量流动分析
当拓扑结构工作于并联补偿模式时，其同样可以实现有功及无功功率的对外输出。以典型的无功补偿功能为例，电网提供负荷运行所需全部有功，单相全桥变换器提供负荷运行所需全部无功，此时其中的能量流动关系如图12所示。
4.系统参数设计
(1)三绕组变压器T变比的设计
在前述分析中，假设了三绕组变压器T变比(匝数比)为1:1:1，此时三绕组变压器T原边和副边的电压、电流关系最为简单。当三绕组变压器T原边和副边的变比为1:k1:k2，根据式(1)可得：
在前述分析中，假设了三绕组变压器T变比为1:1:1，此时三绕组变压器T原边和副边的电压、电流关系最为简单。当三绕组变压器T原边和副边的变比为1:k1:k2，根据式(1)可得：
-IL＝k1I1+k2Icn (8)
结合式(2)可进一步得到：
因此，可根据式(9)中IS、IL、Icn的设定预期进行三绕组变压器T变比的设计。
(2)耦合电容C0的设计
根据式(2)可得：
同样地，根据式(10)，结合Udvr、IS、IL的设定预期设计耦合电容C0大小。
5.仿真分析
为验证本发明的有效性和可行性，在MATLAB/Simulink中搭建了仿真模型进行仿真分析，仿真参数如表1所示。
表1主要仿真参数
| 参数 | 数值 |
| 配电网电压有效值 | 220V |
| 频率 | 50Hz |
| 滤波电感L1 | 4mH |
| 滤波电容C1 | 100uF |
| 变压器副边耦合电容C0 | 500uF |
| 直流侧电压 | 400V |
| 三绕组变压器T变比 | 1:1:1 |
| 负载阻抗 | 8Ω+0.0191H |
| 负载功率因数 | 0.8 |
(1)串联补偿模式下的仿真验证
串联补偿模式下的电压补偿波形如图13所示。其中，0.08-0.16s时，电网电压发生暂降，0.26-0.34s时，电网电压发生暂升。由图可见，串联补偿模式下拓扑结构可以良好实现电压补偿效果，保持负载电压稳定。同时，在电网电压正常时，拓扑结构也可实现电压输出，进行功率调控，该工况下三绕组变压器T原边功率波形如图14所示。
同时，该条件下单相全桥变换器滤波电容端口电压和输出电流的波形如图15所示。可见，由于拓扑中耦合电容可提供部分无功功率，需要单相全桥变换器输出的功率将会减小，因此，所述拓扑结构中单相全桥变换器输出电流的大小相比常规变换器也将有所减小。此外，拓扑中多个支路的电流波形如图16所示。可见，变比1:1:1的条件下电网电流与三绕组变压器T副边电容支路电流等大、反向，负载电流与三绕组变压器T两个副边的电流之和等大反向，与理论推导一致，验证了理论分析的正确性。
(2)并联补偿模式下的仿真验证
并联补偿模式下的电流仿真波形如图17所示。可见，电网电流IS和单相全桥变换器并网电流I2相位相差90°，分别对应负载电流的有功分量和无功分量。电网电压与电网电流波形如图18所示，可见，经过无功补偿后电网电压与电流保持同相，实现了电网的纯有功功率输出，提高了电能的传输效率。
此外，该模式下耦合电容的存在可起到良好的电压优化效果，如图19所示。由图19可见，该结构中单相全桥变换器输出侧电压相比常规并联变换器的输出电压得到了明显降低，这对降低变换器的容量及成本都明显有益。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。
Claims (9)
1.一种串并联一体化多功能变换器拓扑结构，其特征在于，由电网、单相全桥变换器、LC滤波、三绕组变压器T、耦合电容C0、负载、变压器端口旁路开关S1和切换开关S2组成；其中，三绕组变压器T原边一端接电网，另一端接负载；旁路开关S1并联在三绕组变压器T原边的两端；三绕组变压器T副边二次侧连接到单相全桥变换器，副边三次侧通过耦合电容C0接地，副边二三次侧的公用端通过切换开关S2接地；LC滤波的滤波电感L1一端连接三绕组变压器T一次侧，同时连接滤波电容C1的参考正极，并共同接入电网；LC滤波的滤波电感L1另一端连接单相全桥变换器输出端；三绕组变压器T副边二次侧的一端与滤波电容C1的参考负极连接，并共同连接到单相全桥变换器的另一个输出端。
2.根据权利要求1所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构，其特征在于，所述单相全桥变换器包括4个IGBT模块和直流侧储能电容C；其中，单相全桥变换器的交流侧一端通过第二IGBT模块T2发射极和第四IGBT模块T4集电极的节点通过滤波电感L1接入电网，单相全桥变换器的交流侧另一端通过第一IGBT模块T1发射极和第三IGBT模块T3集电极的节点连接到三绕组变压器T副边的二次端；单相全桥变换器的直流侧一端通过第一IGBT模块T1集电极和第二IGBT模块T2集电极的节点连接到直流侧储能电容C的正极，单相全桥变换器的直流侧另一端通过第三IGBT模块T3发射极和第四IGBT模块T4发射极的节点连接到直流侧储能电容C的负极。
3.根据权利要求1所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构，其特征在于，所述三绕组变压器T原边、副边二次侧、副边三次侧的匝数比为1:k1:k2，其中k1和k2具有以下关系：
其中，Is为电网电源电流，Icn为流过三绕组变压器T耦合电容C0支路电流，IL为负载电流。
4.根据权利要求3所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构，其特征在于，耦合电容C0的大小为：
其中，Udvr为三绕组变压器T一次侧电压，j为相量用复数表示时的虚部符号，ω为角速度。
5.一种由权利要求1-4任一项所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，当电网电压正常时，拓扑结构工作于串联补偿模式或并联补偿模式；当电网电压波动时，拓扑结构工作于串联补偿模式；其中，
当电网电压正常，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤1-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤1-2：控制负载电压的幅值不变、相位改变，在保持负载正常运行的条件下，实现系统中功率的调控；其中，当控制负载电压相位超前电网电压，电网将发出有功功率、吸收无功功率；当控制负载电压相位滞后电网电压，电网将发出有功功率和无功功率。
6.根据权利要求5所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，当电网电压正常，需工作于并联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤2-1：闭合旁路开关S1、断开切换开关S2；
步骤2-2：通过调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI的幅值及相位，实现单相全桥变换器对电网的无功补偿。
7.根据权利要求5所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，当电网电压波动，需工作于串联补偿模式时，包括以下步骤：
步骤3-1：断开旁路开关S1、闭合切换开关S2；
步骤3-2：控制负载电压幅值不变、相位改变，单相全桥变换器会向三绕组变压器T的原边提供相应的补偿电压，实现负载电压的稳定。
8.根据权利要求6所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，当调节单相全桥变换器交流侧输出电压UI>Us时，电流从单相全桥变换器流向电网，此时单相全桥变换器工作于容性区，并且使电压UI相位滞后电流I的相位90°，单相全桥变换器向电网提供感性的无功功率；当UI<Us时，电流从电网流入单相全桥变换器，此时单相全桥变换器工作于感性区，并且使电流I相位滞后电压UI相位90°，单相全桥变换器向电网提供容性的无功功率；当UI与Us相等时，单相全桥变换器与电网之间的电流为零，此时单相全桥变换器既不工作在容性区也不工作在感性区，不输出无功功率；其中Us为电网电源电压，I为滤波电感L1所在支路电流。
9.根据权利要求7所述的串并联一体化多功能变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，当控制补偿电压相位始终垂直于电网电压相位，电网将以纯有功功率输出；当控制电网输出纯有功功率等于或最接近于负载有功功率，实现变换器最小有功输出。
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Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| TWI569563B (zh) * | 2015-10-22 | 2017-02-01 | Multifunction Power Converter | |
| CN207939209U (zh) * | 2018-02-02 | 2018-10-02 | 山东电力设备有限公司 | 电能质量综合治理和功率优化的能量路由器 |
| CN110365025A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-10-22 | 湖南大学 | 一种串联电容耦合型动态电压恢复器及其控制方法 |
| CA3100374A1 (en) * | 2019-11-22 | 2021-05-22 | Battelle Memorial Institute | Using distributed power electronics-based devices to improve the voltage and frequency stability of distribution systems |
| CN112564121A (zh) * | 2020-12-09 | 2021-03-26 | 湖南大学 | 面向拓扑重构与功能复用的串联型电力电子设备及控制方法 |
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