CN114088975A - 一种高效宽频响高动态范围的icp传感器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，电路包括压电信号输入端、压电信号输出端和信号放大电路，压电信号输入端依次经低频补偿电路、高频补偿电路后与信号放大电路输入端连接，信号放大电路输出端连接压电信号输出端同时经高动态回路与压电信号输入端连接，还包括用于给各电路供电的电源分配电路。本发明能够达到测量加速度范围更广、频响更宽且加速度测量精度更高、适用于不同材质或不同结构压电产生不同频率响应、生产成本低和经济效率显著的效果。

Description

一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路

技术领域

本发明涉及ICP传感器电路技术领域，具体涉及一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路。

背景技术

ICP(integrated circuits piezoelectric)传感器就是指内置的压电传感器。它采用现代集成电路技术将传统的电荷放大器置于传感器中，所有高阻抗电路都密封在传感器内，并以低阻抗电压方式输出。输出电压幅值与加速度成正比。它是一种新型的加速度传感器。ICP传感器的输出信号不能直接被AD采集电路获取，必须经恒流源电路为其供电，并将其信号调理成标准信号(如±5v)。

ICP传感器内部是由压电加速度传感器和微型IC放大器组成，它将传统的压电加速度传感器与电荷放大器集于一体，传感器的输出具有两线联接特征；即传感器的信号输出和内置IC放大器所需的恒流电源输入为同一根线，另一根线为地线，能直接记录、显示和采集设备连接，简化了测试系统，提高了测试精度和可靠性。

测量振动的加速度传感器，一般采用一种常用材料即压电陶瓷来作为压电效应，在力的作用下产生电荷，经过电路处理，输出与振动加速度成正比关系的电压信号。输出电压的大小反应了振动加速度的强弱。在某一特定频率段，压电陶瓷产生的电荷信号与振动加速度有良好的频响关系，在一定的加速度下，频率的变化，对加速度影响较小，但实际应用场合往往要求传感的频响范围宽，而实际的压电陶瓷产生的电荷信号，在低频段与高频段的频率响应，不能正确反应实际的加速度值。如图1所示的实际的压电陶瓷信号的频响曲线，可以看出曲线低频段和高频段明显上翘。

低频段在电路设计中即为下限频率的调节，图2所示为压电低频信号未经补偿的频响曲线，一般在0.1Hz到小于3Hz。在这段频响范围，曲线的变化不是线性的，几乎在某段的变化率随不同的频率段而变化。现有产品的电路只有一种变化率的补偿调整，跟踪性较差，测量的精准度不高。信号放大电路的下限截止频率是由下例公式(1)可知；

当电路中的电容量不变时，电路中的输入电阻的改变就可改变下限截止频率。放大器的输入电阻的计算，是由放大器芯片的输入电阻并联上放大器的偏置电阻，由于放大器芯片的输入电阻非常高，因此它的输入电阻基本上由偏置电阻来决定，通过调节放大器的片置电阻的阻值，来调整下限频率变化斜率。这能满足低频段的部分补偿，当在更低频段的压电频响曲线斜率改变时，调整一条曲线斜率显然跟踪补偿效果不良。

压电陶瓷产生的高频段频响，材料材质的不同，工艺制作的差异等因素，它的频响曲线不是固定在某个频率下3dB后以20dB/dec或40dB/oct的变化，如附图3所示为压电高频信号未经补偿的频响曲线；图中在1KHz以上到8KHz左右是一种斜率的变化，大于8KHz以上又是另一种斜率的变化。现有电路中常用的有源滤波器可以用一阶有源滤波器和二阶有源滤波器，也可以用更高阶有源滤波器，选用哪一种滤波器的概念去跟踪压电陶瓷的频响，都很难实现良好的补偿。一阶有源滤波器能满足了8KHz以上，但8KHz以下就不能满足，而二阶有源滤波器能满足变化率高的频段，变化率低就不能满足。二阶有源滤波器的典型结构如图4所示的二阶有源滤波器的典型结构图。其中，Y1～Y5为导纳，考虑到UP＝UN，根据KCL可求得；

式(2)是二阶压控电压源滤波器传递函数的一般表达式，式中，Auf＝1+Rf/R6。只要适当选择Yi，1≤i≤5，就可以构成低通、高通、带通等有源滤波器。设Y1＝1/R1，Y2＝sC1，Y3＝O，Y4＝1/R2，Y5＝sC2，将其代入式(2)中，得到压控电压源型二阶有源低通滤波器的传递函数为：

其中，

式(3)为二阶低通滤波器传递函数的典型表达式。其中，ωn为特征角频率，Q称为等效品质因数。

国内传感器同类型产品，它的输出电压信号的有效值都在3.5V左右，峰值为5V左右，而测量加速值的大小，由传感器的灵敏度来决定，若制作传感器的灵敏度为100mv/g，测量加速为50g；若制作传感器的灵敏度为50mv/g，测量加速为100g；若制作传感器的灵敏度为100mv/g，测量加速达90g，它的传感器是达不到，当然有些传感器能达到此值，但此类传感器的频响特性是远不如达50g的产品，这是由电路设计所决定。

现有典型的传感器电路，是由24V与4mA恒流源供电，电路中的直流偏置电压大约在12V左右，才能使交流信号的动态峰值达到接近20V不失真，由于传感器提高它的频率响应和增益控制，电路中需要采用运算放大器进行前置信号的增益和频响处理，如图5所示为现有传感器前置偏置电路图，Vc是电路中的偏置电压，由于是单电源供给，芯片TLC2262为双运算放大器，由Ua和Ub组成，电阻R2与稳压管D，构成提供给芯片Ua和Ub的电源电压的二分之一Vc/2，以满足交流信号正负半周正常工作，这样电路交流信号的峰峰值受到限制不能超过12V，一般情况正常信号的峰峰值在10V，峰值为5V，电路输出电压峰值为5V，传感器灵敏度为100mv/g，加速度的峰值为50g。显然这种电路的效率不高，电压信号的动态范围减小。

现有国内的ICP传感器电路，一种采用压电产生电荷信号，经内置放大器输出电压信号，电路设计上频率响应的补偿不能达到良好效果，压电信号的上限频率没有采取抑制，频响效果差，其对应的ICP传感器电路主要包括前置放大电路和信号放大电路，其原理是将输入的压点信号依次经前置放大电路和信号放大电路后进行电压信号输出，其中电压信号输出线同时也是ICP传感器电路的恒流输入端，其功能框图如图6所示。还有一种电路设计，是对压电信号进行了补偿，频响效果有一定的改善，但在相同电源电压和电流供给下，抑制了输出信号的动态范围，传感器的量程范围受到限制。另外频响虽有补偿，但对于压电信号频响补偿适应跟随性还欠缺，也制约了频响。

在实际应用领域，不同的应用场合要选择不同的频响传感器。土木工程一般是低频振动，加速度传感器频率响应范围为0.2Hz～1kHz，机械，设备一般是中频段，可根据设备转速、设备的刚度等因素综合估算振动频率，频率范围为0.5Hz～5Hz的加速度传感器。如发电机转速在3000rms时，除以60s，此时它的主频率为50Hz。碰撞、冲击测量高频居多。同时还要关注振动加速度的范围，一般同类型动态峰值为±50g，振动加速度的动态范围受到限制。当在测量的机械设备，有发生异常情况，振动加速度的幅值会出现增大超出传感器动态范围，这样传感器的输出信号产生失真，就不能正确测量，在异常情况下设备的振动状况或更高的加速度测量，可能需要另配置更大的传感器，增加了设备测试的复杂性。

发明内容

鉴于目前ICP传感器电路存在的上述不足，本发明提供一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，能够达到测量加速度的范围更广、频响更宽且加速度测量精度更高、适用于不同材质或不同结构压电产生不同频率响应、生产成本低和经济效率显著的效果。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路包括压电信号输入端、压电信号输出端和信号放大电路，其特征在于：所述压电信号输入端依次经低频补偿电路、高频补偿电路后与所述信号放大电路的输入端连接，所述信号放大电路的输出端连接所述压电信号输出端同时经高动态回路与压电信号输入端连接，其中，

低频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的低频信号进行跟踪补偿,输出补偿后的低频信号；

高频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的高频信号进行跟踪补偿，输出补偿后的高频信号；

高动态回路，用于对信号放大电路输出信号的动态范围进行有效放大，并将有效放大后的信号输入所述压电信号输入端以平衡压电信号输入端的压电输入信号。

依照本发明的一个方面，所述低频补偿电路采用二级分段补偿，所述低频补偿电路包括电容C1、电容C5、电阻R1和电阻R6；所述电容C1与电阻R1组成回路；所述电容C5和电阻R6组成回路；所述电容C1和电容C5分别根据所述电路的增益进行调整。

依照本发明的一个方面，所述高频补偿电路采用分段跟踪，所述高频补偿电路包括芯片U1、电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3；所述电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3组成回路，所述电阻R2与电容C2参数调节高频前段；所述电容C3与电阻R3参数调节高频后段。

依照本发明的一个方面，所述高动态回路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D2、电容C1和电容C6；所述稳压管D2串联在MOS管Q1的源极S；所述电容C6并联在稳压管D2的两端；所述MOS管Q1的漏极D连接所述三极管Q2的基极B；所述三极管Q2的发射极E接压电信号输出端；所述电容C1串联在压电信号输入端和压电信号输出端之间；所述电压信号增益通过调节电容C1的电容量大小，以实现前置电路输出信号的动态范围获得有效放大。

依照本发明的一个方面，所述信号放大电路包括MOS管Q1、三极管Q2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C5和电容C6。

依照本发明的一个方面，所述压电信号输出端同时也是所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的恒流源输入端，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路还包括用于给各电路供电的电源分配电路。

依照本发明的一个方面，所述电源分配电路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D1、稳压管D2、电阻R4和电容C6。

依照本发明的一个方面，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路具体包括电阻R1～R8、电容C1～C6、芯片U1、稳压管D1～D3、MOS管Q1和三极管Q2，所述芯片U1的引脚包括运算放大器输出端OUT、负电源输入端V-、运算同向输入端IN+、运算反向输入端IN-和正电源输入端V+，所述压电信号输入端分三路分别接电容C1的一端、电阻R2的一端和电阻R1的一端，所述电容C1的另一端接压电信号输出端，所述电阻R2的另一端分两路分别接电容C3的一端和电阻R3的一端，所述电阻R1的另一端分两路分别接稳压管D1的正极和电阻R4的一端，所述电容C3的另一端分三路分别接芯片U1的运算放大器输出端OUT、运算反向输入端IN-和电容C4的一端，所述电阻R3的另一端分两路分别连接电容C2的一端和芯片U1的运算同向输入端IN+，所述稳压管D1的负极分三路分别接电容C2的另一端、负电源输入端V-和接地GND，所述电阻R4的另一端分四路分别接芯片U1的正电源输入端V+、电容C6的一端、稳压管D2的负极和MOS管Q1的源极S，所述电容C4的另一端分三路分别连接电阻R6的一端、电容C5的一端和MOS管Q1的栅极G，所述电阻R6的另一端分两路分别连接电阻R5的一端和电阻R7的一端，所述电阻R7和电容C6的另一端均接地GND，所述稳压管D2的正极接地GND，所述MOS管Q1的漏极D分两路分别连接电阻R8的一端和三极管Q2的基极B，所述三极管Q2的集电极C接地，所述稳压管D3的正极接地GND，所述稳压管D3的负极接压电信号输出端，所述三极管Q2的发射极E接压电信号输出端，所述电阻R8、电阻R5和电容C5的另一端均接压电信号输出端。

依照本发明的一个方面，所述电阻R2的阻值大于所述电阻R3的阻值的十倍，所述电容C2的容量大于电容C3的两倍。

依照本发明的一个方面，所述MOS管Q1为N沟道MOS管。

本发明相对现有技术存在以下优点：

1)本发明能使测量加速度的范围比同类产品提高1.8倍以上，产品应用场合更广。

2)本发明在频率响应上，优于同类产品，频响更宽，特别在非常低的频段和高频段上，都得到良好响应，加速度测试精度大幅提高。

3)本发明能适应不同材质或不同结构压电产生不同频率响应，频响跟踪补偿参数调整方便，对设计不同技术指标产品，产品的功能和性能品质都能达到一致，确保产品质量。

4)本发明采取了跟踪补偿法，产品的功能和性能的合格率得到了有效提高，降低生产成本，经济效益显著。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为实际的压电陶瓷信号的频响曲线；

图2为压电低频信号未经补偿的频响曲线；

图3为压电高频信号未经补偿的频响曲线；

图4为二阶有源滤波器的典型结构图；

图5为现有传感器前置偏置电路图；

图6为现有的ICP传感器电路的原理框图；

图7为本发明所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的原理框图；

图8为本发明电路进行验证测试的仪器仪表的连接图；

图9为压电信号高频段经过本电路后得到的频响曲线；

图10为本发明设计电路测试的不失真信号峰值图；

图11为本发明所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图7所示为本发明的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的原理框图。所述压电信号输入端依次经低频补偿电路、高频补偿电路后与所述信号放大电路的输入端连接，所述信号放大电路的输出端连接所述压电信号输出端同时经高动态回路与压电信号输入端连接，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路还包括用于给各电路供电的电源分配电路，其中，低频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的低频信号进行跟踪补偿,输出补偿后的低频信号；高频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的高频信号进行跟踪补偿，输出补偿后的高频信号；高动态回路，用于对信号放大电路输出信号的动态范围进行有效放大，并将有效放大后的信号输入所述压电信号输入端以平衡压电信号输入端的压电输入信号。“平衡”具体为当压电信号输入端的压电信号增强时，高动态回路的信号同时增大，抵消了增强的输入信号以确保输出的信号波形不失真。

如图11所示为本发明的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的电路图。所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路具体包括电阻R1～R8、电容C1～C6、芯片U1、稳压管D1～D3、MOS管Q1和三极管Q2，所述芯片U1的引脚包括运算放大器输出端OUT、负电源输入端V-、运算同向输入端IN+、运算反向输入端IN-和正电源输入端V+，所述压电信号输入端分三路分别接电容C1的一端、电阻R2的一端和电阻R1的一端，所述电容C1的另一端接压电信号输出端，所述电阻R2的另一端分两路分别接电容C3的一端和电阻R3的一端，所述电阻R1的另一端分两路分别接稳压管D1的正极和电阻R4的一端，所述电容C3的另一端分三路分别接芯片U1的运算放大器输出端OUT、运算反向输入端IN-和电容C4的一端，所述电阻R3的另一端分两路分别连接电容C2的一端和芯片U1的运算同向输入端IN+，所述稳压管D1的负极分三路分别接电容C2的另一端、负电源输入端V-和接地GND，所述电阻R4的另一端分四路分别接芯片U1的正电源输入端V+、电容C6的一端、稳压管D2的负极和MOS管Q1的源极S，所述电容C4的另一端分三路分别连接电阻R6的一端、电容C5的一端和MOS管Q1的栅极G，所述电阻R6的另一端分两路分别连接电阻R5的一端和电阻R7的一端，所述电阻R7和电容C6的另一端均接地GND，所述稳压管D2的正极接地GND，所述MOS管Q1的漏极D分两路分别连接电阻R8的一端和三极管Q2的基极B，所述三极管Q2的集电极C接地，所述稳压管D3的正极接地GND，所述稳压管D3的负极接压电信号输出端，所述三极管Q2的发射极E接压电信号输出端，所述电阻R8、电阻R5和电容C5的另一端均接压电信号输出端。

其中，所述低频补偿电路采用二级分段补偿，所述低频补偿电路包括电容C1、电容C5、电阻R1和电阻R6；所述高频补偿电路采用分段跟踪，所述高频补偿电路包括芯片U1、电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3；所述高动态回路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D2、电容C1和电容C6；所述信号放大电路包括MOS管Q1、三极管Q2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C5和电容C6；所述电源分配电路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D1、稳压管D2、电阻R4和电容C6；所述电阻R2的阻值大于所述电阻R3的阻值的十倍，所述电容C2的容量大于电容C3的两倍；所述MOS管Q1为N沟道MOS管；当芯片U1的型号为OPA342NA和MOS管Q1的型号为2N7002时，能实现本发明的技术效果。需要说明的是，上述型号不应作为本发明的限制条件，跟上述型号性能相同或相近的型号或随着技术发展，任何超出上述型号性能后的所有同类器件等能实现本发明的技术效果的均属于本发明的保护范围。

(一)宽频响电路

传感器要实现良好的宽频响，电路要与压电信号频响进行跟踪补偿，根据压电信号频响曲线，分成下限频率和上限频率补偿。

1、下限频率跟踪补偿

所述低频补偿电路采用二级分段补偿，所述低频补偿电路用于下限频率跟踪补偿，所述低频补偿电路包括电容C1、电容C5、电阻R1和电阻R6。电容C1与电阻R1组成回路，通过调节电阻R1的电阻值，来跟踪压电频响曲线变化率较低部分的补偿；电容C5与电阻R6组成回路，通过调节电阻R6的电阻值，来跟踪压电频响曲线变化率较高部分的补偿。图11所示的电路中，MOS管Q1和三极管Q2组合成复合管，MOS管Q1具备了MOSFET的高输入阻抗特性，三极管Q2又满足输出阻抗，而电路中的电容C5和电阻R6形成了调整一种斜率的参数元件，电容C5在设计中与电路增益相关，在满足电路增益的条件下，电容C5的容量基本确定，补偿曲线的斜率就由电阻R6来调节改变。另一种斜率的参数元件，由芯片U1、偏置电阻R1以及反馈电容C1构成，同样电容C1的容量，由电路设计的增益有关，当满足电路增益后，电容C1的容量就确定，芯片U1设计成跟随器电路，输入阻抗同样非常高，电阻R1的调节就可以改变曲线的斜率。根据压电频响曲线较低部分斜率，测量已知曲线的拐点频率和输出电压值。

根据压电频响曲线变化率较低部分，测量已知曲线的拐点频率和输出电压值，测试示意图如图8所示，用信号发生器设置频率为拐点频率，输出电压设为1V，用示波器观察输入输出波形，数字电压表测量电路输出电压，本电路的增益为4，调节电阻R1的电阻值使输出电压为4V且误差为5％，再将信号发生器的频率逐步调高至10Hz，信号发生器的输出保持不变，在频率变化过程中，电路输出电压在4V左右误差在5％范围内，调整完成使此段频响跟踪良好。

根据压电频响曲线变化率较高部分，同样测量已知曲线的拐点频率和输出电压值，测量示意图如图8所示，用信号发生器设置频率为拐点频率，输出电压也设为1V，用示波器观察输入输出波形，数字电压表同样测量电路输出电压，电路的增益仍为4，调节电阻R6的电阻值使输出电压为4V且误差为5％，再将信号发生器的频率逐步调高至2Hz，信号发生器的输出保持不变，在频率变化过程中，电路输出电压在4V左右误差在5％范围内，调整完成使频响曲线变化率较高部分跟踪良好。

2、上限频率跟踪补偿

所述高频补偿电路采用分段跟踪，所述高频补偿电路包括芯片U1、电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3；压电频响信号上限高频段，采用分段跟踪，由C2、C3与R2、R3组成回路，由R2与C2参数调节对应高频前段，来跟踪压电频响曲线斜率较低部分的补偿。由C3与R3参数调节对应高频后段，来跟踪压电频响曲线斜率较高部分的补偿。

本发明在现有的技术上改进电路后，设Y1＝1/R2，Y2＝sC3，Y3＝O，Y4＝1/R3，Y5＝sC2，Rf/R6＝0，Auf＝1，将其代入式(2)中，得到压控电压源型有源低通滤波器的传递函数式(4)，

其中，

利用二阶低通滤波器的特性，不同的Q值产生不一样的变化率，通过调节电路中电阻R2、电阻R3以及电容C3,得到不同的Q值，来对应压电频响变化率，根据压电频响曲线选择最佳的截止频率。当压电频响曲线上翘到10％时对应的频率作为电路的截止频率，本电路以电阻R2与电容C2设计为主导电路截止频率，而压电频响曲线上翘到10％以上部分，由于变化率的可变性，通过本电路电阻R3、电容C3来调节跟踪变化率。尽管调节电阻R2、电阻R3、电容C2和电容C3对截止频率和Q值都会产生影响，但电路参数设计适当，使电阻R2值大于电阻R3值的十倍以上，电容C2容量大于电容C3的二倍时，分别调节各参数影响较小，跟踪压电高频段频响曲线效果非常好。如图9所示为压电信号高频段经过本电路后得到的频响曲线。

从图9中可知，频率从1KHz到20KHz之间的偏差基本控制在5％以内，这也是本发明电路设计所要达到的要求之一，有效地提高了传感器频响范围和振动加速度测量的精度和准确性。

根据压电频响曲线较低部分斜率，测量已知曲线的拐点频率和输出电压值。测量示意图如图8所示，用信号发生器设置频率为拐点频率，输出电压设为1V，用示波器观察输入输出波形，数字电压表测量电路输出电压，调节电阻R2的电阻值与电容C2的电容量，使输出电压为4V且误差5％，再将信号发生器的频率逐步从高频往下调，信号发生器的输出保持不变，在频率变化过程中，电路输出电压在4V左右误差在5％范围内，说明此段频响跟踪良好。

根据压电频响曲线较高部分斜率，这段频率相差已不大，根据二阶有源阶滤波器特性，通过Q值的变化来实现。同样测量已知曲线的拐点频率和输出电压值，测量示意图如图8所示，信号发生器设置频率为拐点频率，输出电压也设为1V，示波器观察输入输出波形，数字电压表同样测量电路输出电压，电路的增益仍为4，调节电阻R3的电阻值和电容C3的电容值使输出电压为4V且误差5％，再将信号发生器的频率逐步从拐点频率往下调，信号发生器的输出保持不变，在频率变化过程中，电路输出电压在4V左右误差在5％范围内，调整完成使频响曲线较高部分跟踪良好。

(二)高动态范围

在信号不失真及宽频率响应的条件下输出信号具备高动态范围，电路的偏置设计是关键，电路中芯片电源供给点尤为重要。

1、电路偏置设计

为了确保前置电路芯片电源供给不受电路偏置电压的影响，电源采取由后级电路来完成，如图11所示，MOS管Q1、稳压管D2和电容C6组成芯片电源供给，稳压管D2是串联在MOS管Q1源极S，选用稳压管D2稳压电压为2.7V，来满足输出高动态范围，交流信号回路不受影响。前置芯片U1单电源供给，它的直流偏置中点电压设计为0.7V，由电路中的电阻R4、稳压管D1组成。偏置电路调试，接上24V/4mA的恒流源，用数万用表测量输出端的直流电压，设计电压为13V，调节电路中电阻R5和电阻R7的电阻值使直流偏置电压为13V，测量稳压管D2端电压为2.7V，稳压管D1端电压为0.7V，电阻R8两端电压为0.3V，满足整电路直流偏置。

本发明传感器前置电路设计，芯片电源不采用从电路中的偏置电压供给，而由稳压管D2的电压提供，由稳压管D1作为电路半压，如附图11所示，电路中的偏置电压的变化不影响前置电路的工作，电压信号增益通过调节反馈电容C1的电容量大小，从而使前置电路输出的信号的动态范围获得有效放大，充分利用24V电源电压，实际测试的不失真信号峰峰值可达近20V，如图10所示为本发明设计电路实际测试的不失真信号峰值图，图中显示峰值23.20V,谷值3.62V,峰峰值为23.2-3.62＝19.58(V)。当压电传感器灵敏度为100mv/g时，加速度的峰值接近100g，电路的效率得到大大提高，电压信号的动态范围明显放大，传感器测量加速量程扩大。

2、负反馈设计

前置电路芯片电源电压只有2.7V，直流偏置中点电压为0.7V，输入信号的峰峰值为1.4V，在前置电路输入端引入负反馈电路，附图11中的电容C1。反馈信号直接从输出端引入，这样当输入信号增强时，负反馈信号同时增大，抵消输入信号的增强，使信号不会产生失真现象。反馈电路的调试，用信号发器设置频率160Hz，输出电压从小逐步调到峰峰值为1.4V，示波器测量电路中电容C4与芯片U1连接端在输入电压增加时，观察示波器的信号波形，当发现输入电压峰峰值未到达1.4V时，波形已失真出现削顶，此时调节反馈电容C1的电容量，增加容C1的电容量，加强负反馈强度，反复调节达到电路设计增益点又使输出信号不失真为止。经过电路偏置设置和反馈电路的合理调试，本电路设计满足了高动态范围。

本发明前置电路芯片U1采用型号OPA342NA微功耗、低电压、低噪声、精准轨至轨输出、单电源运算放大器。见附图11所示，其电源是由稳压管D2供给，D2是串联在MOS管Q1内N沟道MOSFET型号2N7002的源极，其电压回路由24V→经过电阻R8上的电压降→Q1(漏极D与源极S的电压)→D2稳压管的电压→GND。为了确保信号的动态范围，一是漏极D与源极S之间的直流电压设计得尽量高，由于MOS管Q1(MOSFET)与三极管Q2组成复合放大，调整MOS管Q1的偏置电阻R5的大小，使MOS管Q1漏极D与源极S的直流电流减小，电阻R8压降就降低，达到稳压管D2的电压。稳压管D2稳定电压选择在1.8V-3V，就能达到高动态范围。可以看到前置电路芯片U1的电源电压控制在1.8V-3V，因此选择了微功耗低电压、低噪声、精准轨至轨输出、单电源运放。这些元件的选择是否合理，直接影响电路的动态范围。芯片U1的电源电压只有1.8V-3V，前置电路的输入信号大小受到限制，而前置电路的输入信号是有压电信号提供，所以在压电信号输入端引入负反馈电路，具体为附图11中的电容C1。这样当输入信号增强时，负反馈信号同时增大，抵消输入信号的增强，使信号不会产生失真现象，合理调节电容C1的电容量，达到电路设计增益的平衡点。

其中，不同材质或不同结构压电产生频率响应不同。当压电材料的频率高时，压电信号直接经过低频补偿电路，再经过高频补偿电路进行高频跟踪补偿。当压电材料的频率响应低时，压电信号经过低频补偿电路进行补偿跟踪后，再直接经过高频补偿。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本领域技术的技术人员在本发明公开的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路包括压电信号输入端、压电信号输出端和信号放大电路，其特征在于：所述压电信号输入端依次经低频补偿电路、高频补偿电路后与所述信号放大电路的输入端连接，所述信号放大电路的输出端连接所述压电信号输出端同时经高动态回路与压电信号输入端连接，其中，

低频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的低频信号进行跟踪补偿,输出补偿后的低频信号；

高频补偿电路，用于对压电信号输入端输入的高频信号进行跟踪补偿，输出补偿后的高频信号；

高动态回路，用于对信号放大电路输出信号的动态范围进行有效放大，并将有效放大后的信号输入所述压电信号输入端以平衡压电信号输入端的压电输入信号。

2.根据权利要求1所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述低频补偿电路采用二级分段补偿，所述低频补偿电路包括电容C1、电容C5、电阻R1和电阻R6；所述电容C1与电阻R1组成回路；所述电容C5和电阻R6组成回路；所述电容C1和电容C5分别根据所述电路的增益进行调整。

3.根据权利要求1所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路,其特征在于：所述高频补偿电路采用分段跟踪，所述高频补偿电路包括芯片U1、电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3；所述电容C2、电容C3、电阻R2和电阻R3组成回路，所述电阻R2与电容C2参数调节高频前段；所述电容C3与电阻R3参数调节高频后段。

4.根据权利要求1所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述高动态回路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D2、电容C1和电容C6；所述稳压管D2串联在MOS管Q1的源极S；所述电容C6并联在稳压管D2的两端；所述MOS管Q1的漏极D连接所述三极管Q2的基极B；所述三极管Q2的发射极E接压电信号输出端；所述电容C1串联在压电信号输入端和压电信号输出端之间；所述电压信号增益通过调节电容C1的电容量大小，以实现前置电路输出信号的动态范围获得有效放大。

5.根据权利要求1所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述信号放大电路包括MOS管Q1、三极管Q2、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C5和电容C6。

6.根据权利要求1所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述压电信号输出端同时也是所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路的恒流源输入端，所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路还包括用于给各电路供电的电源分配电路。

7.根据权利要求6所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述电源分配电路包括MOS管Q1、三极管Q2、稳压管D1、稳压管D2、电阻R4和电容C6。

8.根据权利要求1至7任一所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路具体包括电阻R1～R8、电容C1～C6、芯片U1、稳压管D1～D3、MOS管Q1和三极管Q2，所述芯片U1的引脚包括运算放大器输出端OUT、负电源输入端V-、运算同向输入端IN+、运算反向输入端IN-和正电源输入端V+，所述压电信号输入端分三路分别接电容C1的一端、电阻R2的一端和电阻R1的一端，所述电容C1的另一端接压电信号输出端，所述电阻R2的另一端分两路分别接电容C3的一端和电阻R3的一端，所述电阻R1的另一端分两路分别接稳压管D1的正极和电阻R4的一端，所述电容C3的另一端分三路分别接芯片U1的运算放大器输出端OUT、运算反向输入端IN-和电容C4的一端，所述电阻R3的另一端分两路分别连接电容C2的一端和芯片U1的运算同向输入端IN+，所述稳压管D1的负极分三路分别接电容C2的另一端、负电源输入端V-和接地GND，所述电阻R4的另一端分四路分别接芯片U1的正电源输入端V+、电容C6的一端、稳压管D2的负极和MOS管Q1的源极S，所述电容C4的另一端分三路分别连接电阻R6的一端、电容C5的一端和MOS管Q1的栅极G，所述电阻R6的另一端分两路分别连接电阻R5的一端和电阻R7的一端，所述电阻R7和电容C6的另一端均接地GND，所述稳压管D2的正极接地GND，所述MOS管Q1的漏极D分两路分别连接电阻R8的一端和三极管Q2的基极B，所述三极管Q2的集电极C接地，所述稳压管D3的正极接地GND，所述稳压管D3的负极接压电信号输出端，所述三极管Q2的发射极E接压电信号输出端，所述电阻R8、电阻R5和电容C5的另一端均接压电信号输出端。

9.根据权利要求8所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述电阻R2的阻值大于所述电阻R3的阻值的十倍，所述电容C2的容量大于电容C3的两倍。

10.根据权利要求8所述的一种高效宽频响高动态范围的ICP传感器电路，其特征在于：所述MOS管Q1为N沟道MOS管。

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