CN114069175A - 一种基于奇偶模分析的hmsiw多通带带通滤波器 - Google Patents

一种基于奇偶模分析的hmsiw多通带带通滤波器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于奇偶模分析理论的HMSIW多通带带通滤波器，包括介质基板、输入输出微带线、谐振腔、两个双模谐振器和缺陷地结构。本发明谐振腔采用对角线切割的三角形HMSIW腔体，通过引入两个双模谐振器，使HMSIW谐振腔本身的谐振模式与双模谐振器的奇偶模式相耦合从而实现多通带。在滤波器的金属地层加入缺陷地结构，使HMSIW腔体体积不增大的情况下降低腔体本身的谐振频率，从而更方便与谐振器奇偶模频率进行耦合，最后在输入输出端口之间引入源与负载直接耦合，为滤波器增加一条额外的耦合路径，在不改变通带内的性能的同时增加带外抑制性，提高滤波器整体性能。

Description

一种基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器
技术领域
本发明属于微波无源器件技术领域，涉及一种基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器。
背景技术
随着频谱资源的越来越拥挤，往更高的频率发展已经成为必然的趋势。传统平面微带滤波器结构存在辐射损耗和高欧姆损耗，导致高插入损耗。波导元件用于高频，具有良好的性能，但它的缺点是昂贵和体积大。故最近兴起的基片集成波导(SIW)技术引起了各位学者的研究。基片集成波导电路由于其低损耗、高Q值、小型化等优点，近年来受到了广泛的关注。但由于全模SIW尺寸相对较大，故产生了半模基片集成波导(HMSIW)、四模基片集成波导(QMSIW)、八模基片集成波导(EMSIW)等结构在不改变全模SIW场分布的同时，可以尽量缩小尺寸。目前，单个滤波器已经不能满足多个信道集成在一个系统的应用需求，在无线通信系统中使用多通带滤波器可以有效地减小系统的整个电路的复杂度和通信设备的体积，从而达到简化系统、降低设备成本的目的。因此，研究多通带滤波器的设计具有极为重要的意义。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提供了一种基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，该滤波器通过刻蚀双模谐振器，并由双模谐振器产生的奇偶模频率与谐振频率耦合从而产生多通带。以此设计的滤波器在保证通带性能的前提下有利于实现小型化，同时具有易集成、可靠性高的优点。
为达到上述目的，本发明的技术方案为：
一种基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，包括介质基板、输入微带线、输出微带线、等腰直角三角形谐振腔、两个双膜谐振器和缺陷地结构；
在所述介质基板的顶层铺铜层刻蚀两个双模谐振器，和通过周期性排列的金属化通孔构成所述等腰直角三角形谐振腔，两个双模谐振器与等腰直角三角形谐振腔的谐振频率进行耦合产生通带；
在所述介质基板的地层刻蚀缺陷地结构，利用其慢波特性在不增大谐振腔体积的情况下减低谐振频率。
优选地，利用奇偶模分析法对所述双模谐振器进行奇偶模分析，得到双膜谐振器产生奇模频率和偶模频率，所述等腰直角三角形谐振腔的TE101和TE102模式谐振频率与双膜谐振器产生的奇偶模频率进行耦合，从而形成通带。
优选地，所述双模谐振器采用工型结构。
优选地，所述缺陷地结构为哑铃状。
优选地，所述输入微带线和输出微带线之间采用直接耦合。
优选地，所述输入微带线的特性阻抗为50欧姆。
优选地，所述输出微带线的特性阻抗为50欧姆。
优选地，改变所述双模谐振器的奇偶模模型电长度，来控制奇偶模频率的谐振点，从而对带通滤波器各通带的中心频率进行控制。
与现有技术相比，本发明利用HMSIW谐振腔TE101与TE102模式的谐振频率与两个双模谐振器的奇偶模频率进行耦合从而实现多通带。第一通带由TE101模式构成，第二通带由偶模频率与TE102模式耦合构成，第三通带由奇模频率构成。在滤波器的地层刻蚀DGS缺陷地结构，根据缺陷地结构的慢波特性，可以在不增大滤波器体积的前提下使谐振频率降低。该滤波器输入输出端口采用直接耦合，为滤波器源与负载之间的耦合提供了额外的通路，进一步提升了滤波器的性能。通过改变谐振器奇偶模分析模型中相应的电长度可以控制奇偶模频率的谐振点，设计上具有一定的灵活性。还至少包括以下有益效果：
1、本发明利用HMSIW，相比全模SIW尺寸减小近一半。再结合DGS结构使滤波器小型化；
2、使用两个双模谐振器相比一个谐振器能更容易与等腰直角三角形谐振腔进行耦合，更方便进行设计；
3、改变谐振器奇偶模模型的电长度，可以控制奇偶模频率的谐振点，从而对滤波器各通带的中心频率进行灵活控制。
附图说明
图1为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的上介质板的顶层结构示意图；
图2为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的下介质板的地层结构示意图；
图3为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的双模谐振器的奇偶模型图；其中图3(a)是双模谐振器结构，图3(b)是双模谐振器通过奇偶模分析的奇偶模式模型；
图4为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的S参数仿真曲线图；
图5为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的改变控制奇模电长度变化的S参数仿真曲线图；
图6为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的改变控制偶模电长度变化的S参数仿真曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
参见图1-2，所示为本发明实施例的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器的结构示意图，包括介质基板1、输入微带线3、输出微带线4、等腰直角三角形谐振腔、两个双膜谐振器和缺陷地结构8；
在所述介质基板1的顶层铺铜层2刻蚀两个双模谐振器，和通过周期性排列的金属化通孔5构成所述等腰直角三角形谐振腔，两个双模谐振器与等腰直角三角形谐振腔的谐振频率进行耦合产生通带；
在所述介质基板1的地层刻蚀缺陷地结构8，利用其慢波特性在不增大谐振腔体积的情况下减低谐振频率。
利用奇偶模分析法对所述双模谐振器进行奇偶模分析，得到双膜谐振器产生奇模频率和偶模频率，所述等腰直角三角形谐振腔的TE101和TE102模式谐振频率与双膜谐振器产生的奇偶模频率进行耦合，从而形成通带。
基于HMSIW理论，在介质基板1顶层刻蚀周期性排列的金属化通孔5。双膜谐振器刻蚀在介质基板1上铺铜层2，单个双模谐振器难于与基片集成波导中的谐振频率进行耦合，为了使耦合更加方便且更适合等腰直角三角形谐振腔的结构采用了两个双模谐振器；缺陷地结构8可设置在输入输出端口之间耦合路径处，该结构采用哑铃型。通常有金属化通孔5构成的双模谐振腔7的面积决定了该带通滤波器的中心频率，双模谐振腔7面积越大中心频率越低，通过缺陷地结构8的慢波特性，可以使该带通滤波器谐振腔不增大的情况下使谐振频率有所降低，从而减小了带通滤波器的体积。最后在输入输出端口之间加入直接耦合结构的耦合微带线6，直接耦合为带通滤波器提供一条额外的容性耦合路径，可以使带通滤波器的带外抑制性能更好，起到优化滤波器性能的作用。
图1和图2中对其结构尺寸进行了标识，其含义为：W和L为介质基板1的宽度和长度，L1为三角形谐振腔的长度，Wf为输入微带线3和输出微带线4的宽度，Lf和Lf1为直接耦合结构的耦合微带线6的长度，Wf和Wf1为直接耦合结构的耦合微带线6的宽度，Ls为输入输出微带线3、4伸入谐振腔中的长度，CL1和CW1为双模谐振器7奇偶模型中共用的微带线长度和宽度，CL2和CW2为双模谐振器7偶模模型中导纳为Y2的微带线长度和宽度，CL3和CW3为双模谐振器7中E型长边的长度和宽度，CL4为双模谐振器7中E型短边的长度，DW和DL为缺陷地结构8中哑铃型两边的宽度和长度，DW1为缺陷地结构8中哑铃型中间的宽度，p是相邻金属化通孔5的中心距离，d为金属化通孔5直径，h为介质板厚度。具体实施例中的尺寸参见表1.
表1尺寸表(单位：mm)
参数 W L Wf L1 CL1 CL2 Lf
数值 20 40 0.9 13.2 10.8 3.4 16.95
参数 CL3 CL4 CW1 CW2 CW3 Ls Lf1
数值 3 2.6 0.6 0.6 0.5 4.1 7
参数 Wf1 d p h DW DW1 DL
数值 0.65 0.5 1.2 0.635 1.4 0.6 1.6
输入微带线3和输出微带线4之间采用直接耦合形成耦合微带线6，输入微带线3的特性阻抗为50欧姆，输出微带线4的特性阻抗为50欧姆。在输入输出端口之间引入直接耦合的耦合微带线6，通过微弱的容性耦合可以改善通带外的带外抑制，提高滤波器的整体性能。
改变所述双模谐振器的奇偶模模型电长度，来控制奇偶模频率的谐振点，从而对带通滤波器各通带的中心频率进行控制。
利用奇偶模分析法对双模谐振器进行奇偶模分析，双模谐振器采用的“工”型结构并对结构进行一定的改进，由于双模谐振器是对称结构，频率响应符合奇偶模分析的特点，从双模谐振器对称线分析，当输入幅度相同，相位相反的激励，双模谐振器对称线等效为理想电壁，即为奇模，则双模谐振器结构的对称面等效为短路。反之，当输入幅度与相位都相同的激励，双模谐振器对称线等效为理想磁壁，即为偶模，则双模谐振器结构的对称面等效为开路。
参见图3，双模谐振器可以进行奇模模式和偶模模式分析，奇模模式对称面等效为短路，偶模模式对称面等效为开路，故Y0、Y1、Y2、θ0、θ1、θ2分别代表双模谐振器奇偶模模型中微带线的等效导纳和电长度。首先奇模模式谐振频率分析较为简单，等效为一短路传输线，故其输入导纳为Yin,odd＝-jY0cotθ0,令其输入导纳Yin，odd＝0,根据四分之波长传输线谐振器理论可得
Figure BDA0003299119990000051
其中c为真空中光速，l为奇模模型中导纳为Y0微带线的长度，εr为介质基板的介电常数。同理分析偶模模式谐振频率，等效为三段不同阻抗、不同电长度的传输线级联，故有：
Figure BDA0003299119990000052
令其输入导纳Yin,even＝0,根据公式Y2tanθ2+Y1tanθ1+Y0tanθ0＝0推算偶模谐振频率。双模谐振器的奇偶模频率与HMSIW腔体TE101和TE102模式的谐振频率进行耦合从而形成多通带。
在带通滤波器的地层有刻蚀缺陷地结构8，即在输入输出通路之间刻蚀一个哑铃形状的槽型，根据其慢波特性，可以在不增大谐振腔大小的情况下降低谐振频率，从而使双模谐振器与HMSIW更好的进行耦合。
参见图4，通过双模谐振器的奇偶模谐振频率与HMSIW谐振腔谐振频率耦合得到三通带。第一通带的中心频率为3.06GHz，通带内回波损耗S11优于-15dB，插损S21为-1.7dB。第二通带的中心频率为4.9GHz，通带内回波损耗S11优于-20dB，插损S21为-1.1dB。第三通带的中心频率为6.75GHz，通带内回波损耗S11优于-20dB，插损S21为-2dB。
参见图5，结合图3(b)中的奇偶模型以及图1中的尺寸图可以发现，改变CL1的长度可以控制奇偶模式的中心频率。CL1在奇偶模型属于公共部分，故改变CL1的长度可以同时控制奇偶模的谐振频率，由于CL1的位置位于谐振腔边缘位置，磁场最强，电场最弱。故CL1的改变会破坏TE101模式的场强，随之影响第一通带的中心频率。
参见图6，改变CL4的长度可以控制偶模模式的谐振频率，即第二通带的中心频率。由图3(b)可知奇模模型中不包含CL4的部分，故改变CL4的电长度单独控制偶模的谐振频率，由此控制第二通带谐振点的位置而第一通带与第三通带中心频率基本不变。
该带通滤波器通过在HMSIW上刻蚀双模谐振器从而实现多通带，使用两个双模谐振器使奇偶模谐振频率更好的与HMSIW谐振腔自身的谐振频率耦合，改变控制奇偶模型电长度可以灵活调整通带的中心频率，加入缺陷地结构8尽可能不增大谐振腔使谐振频率降低，减小带通滤波器体积。最后通过输入输出直接耦合结构在保持通带性能的前提下优化带外抑制性，提高带通滤波器性能。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，包括介质基板、输入微带线、输出微带线、等腰直角三角形谐振腔、两个双膜谐振器和缺陷地结构；
在所述介质基板的顶层铺铜层刻蚀两个双模谐振器，和通过周期性排列的金属化通孔构成所述等腰直角三角形谐振腔，两个双模谐振器与等腰直角三角形谐振腔的谐振频率进行耦合产生通带；
在所述介质基板的地层刻蚀缺陷地结构，利用其慢波特性在不增大谐振腔体积的情况下减低谐振频率。
2.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，利用奇偶模分析法对所述双模谐振器进行奇偶模分析，得到双膜谐振器产生奇模频率和偶模频率，所述等腰直角三角形谐振腔的TE101和TE102模式谐振频率与双膜谐振器产生的奇偶模频率进行耦合，从而形成通带。
3.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，所述双模谐振器采用工型结构。
4.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，所述缺陷地结构为哑铃状。
5.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，所述输入微带线和输出微带线之间采用直接耦合。
6.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，所述输入微带线的特性阻抗为50欧姆。
7.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，所述输出微带线的特性阻抗为50欧姆。
8.根据权利要求1所述的基于奇偶模分析的HMSIW多通带带通滤波器，其特征在于，改变所述双模谐振器的奇偶模模型电长度，来控制奇偶模频率的谐振点，从而对带通滤波器各通带的中心频率进行控制。
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