CN113965235A - 一种使用tdma信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，属于射频天线自跟踪的技术领域。本发明包括时隙边沿同步、扫描信号产生、相关检测、时隙分区、角误差解调与平均降采样等的处理步骤，消除了TDMA模式各个时隙内用户的存在性、功率、调制模式等信号特征的不一致影响，实现了角误差的解调与波束扫描信号输出。本发明可基于FPGA、DSP、GPU等硬件平台实现，具有算法简单、可工作信噪比低、响应速度快、集成化程度高、容易升级等的优点，是对现有技术的一种重要改进。

Description

一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法
技术领域
本发明涉及射频天线自跟踪技术领域，特别是指一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法。
背景技术
在当前，大多数的电子波束扫描跟踪接收机采用信标信号、宽带通信信号或测控信号等连续信号作为跟踪解调的源信号。在某些特殊应用环境下需要使用断续的TDMA信号作为电子波束扫描跟踪的源信号，TDMA信号中的各个用户随机的分布在帧时隙中，各用户信号的功率、调制形式等都可能存在差异，电子波束扫描跟踪接收机在此需要做特殊的处理才能解调出天线的角误差信息。但是，现有技术中尚缺少相应的处理方法。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，该方法能够在各用户信号分布的时隙未知、各时隙的信号特征未知、低信噪比、不进行常规信号解码情况下进行电子波束扫描跟踪的角误差解调。
基于上述目的，本发明提供的技术方案是：
一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，TDMA模式的射频信号被电子波束扫描天线接收到后，经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、正交数字下变频处理后，转换为零中频的正交数字采样信号；零中频的正交数字采样信号经过时隙边沿同步模块，产生本地的同步时隙边沿，包括时隙内信号的开始边沿与结束边沿；还包括以下步骤：
(1)在同步时隙边沿的同步下，扫描信号产生模块循环地产生四个方向的波束扫描信号，该信号输出到角误差解调模块与天线的波束控制模块，其中的上与下扫描方向等分了一个时隙的信号持续期，左与右扫描方向等分了下一个时隙的信号持续期；
(2)通过在两个时隙的相同边沿间高速计数后与预置计数值进行比较，时隙分区模块将一个时隙周期分成顺序为T1～T7的7个时段，在保护间隔内输出对应稳态噪声的T2时段脉冲到信号门限模块，在信号持续期输出T4时段脉冲与T6时段脉冲到功率平均模块，其中T4脉冲对应第一个扫描方向的稳态信号时段，T6脉冲对应第二个扫描方向的稳态信号时段；
(3)对每一个零中频的正交数字采样信号进行相关检测，得到采样点的相关功率；
(4)在T2时段脉冲的控制下，对T2时段内所有的自相关功率值进行平均，得到当前时隙i的噪声功率均值ni；ni与前M个时隙内的时隙噪声功率均值进行再平均，得到噪声功率期望值n0，即
Figure BDA0003341212650000021
将n0乘以固定因子b作为信号门限；
(5)在T4与T6时段脉冲的控制下，对两时段内采样点的相关功率分别进行功率平均，得到当前时隙i的两个扫描方向上的功率均值Pi4与Pi6；
(6)如果功率均值Pi4与Pi6都大于门限bn0，则判定时隙i内存在信号，然后进行时隙i内的角误差解调；如果Pi4与Pi6中有不大于门限bn0的信号存在，则认为时隙i内不存在信号，不进行角误差解调；
(7)对每C个连续时隙内解调出的方位角误差进行平均，其均值作为抽取后的方位角误差；对C个连续时隙内解调出的俯仰角误差进行平均，其均值作为抽取后的俯仰角误差；其中，C为输出采样周期除以时隙周期得到的整数值。
进一步的，步骤(3)的具体方式为：
a.对采样信号进行自相关检测，得到采样点的自相关功率，将自相关功率送信号门限模块；
b.对采样信号进行延时自相关检测，得到采样点的延时自相关功率；
c.将自相关功率或延时自相关功率送功率平均模块。
进一步的，步骤(5)的具体方式为：
a.使用延时自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内分别得到延时自相关功率均值Pi4与Pi6；
b.如果选择自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，则在T4、T6时段内得到自相关功率均值Pi4与Pi6。
进一步的，步骤(6)中角误差解调的具体方式为：
a.在采用延时自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000031
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000032
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值；
b.在采用自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000033
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000034
从上面的叙述可以看出，本发明的有益效果在于：
1、本发明使用了TDMA模式信号进行单时隙用户的角误差解调，消除了不同时隙用户的信号特征不一致的影响，产生了同步于时隙的波束扫描信号，实现了电子波束扫描的数字化跟踪解调；
2、本发明可以采用高速FPGA(现场可编程门阵列)、DSP芯片或GPU等高速数字芯片为硬件核心，以此原理制造的设备具有集成化程度高、体积小、结构简单、可靠性高、容易升级等优点。
附图说明
图1是本发明实施例中使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的原理框图；
图2是本发明实施例中所有时隙的计数分区示意图。图2中，在本地产生的边沿同步信号的两个信号结束边沿间进行计数后分区，将每时隙划分为连续的7个时段，即T1～T7，其中T1、T3、T5、T7时段是为信号转换的不稳定时段保留的冗余时段；T2时段位于时隙保护间隔内，用于计算采样点的噪声平均功率；T4位于信号持续期内的第一个波束扫描方向时段内，用于第一个波束扫描方向采样点平均功率的计算；T6位于信号持续期内的第2个波束扫描方向时段内，用于第2个波束扫描方向采样点平均功率的计算；另外，在时隙的起始时刻与T5起始时刻进行波束扫描方向的改变。
图3是本发明实施例中的TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的波形图。图3中，在时隙边沿同步信号控制下，按照每时隙解调一个角误差的设计进行波束扫描，在时隙信号持续期两个扫描方向的平均功率都超过信号门限时，进行该时隙的角误差解调；在图3中，实施例采用每6时隙的角误差解调值平均后抽取出一组的角误差输出。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步的详细说明。
一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，TDMA模式的射频信号被电子波束扫描天线接收到后，经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、正交数字下变频(DDC)等处理后，转换为零中频的正交数字采样信号；零中频的正交数字采样信号经过时隙边沿同步模块，产生本地的同步时隙边沿，包括时隙内信号的开始边沿与结束边沿；此外，还包括以下步骤：
(1)在同步时隙边沿的同步下，扫描信号产生模块循环的产生四个方向的波束扫描信号，该信号输出到角误差解调模块与天线的波束控制模块，其中的上与下扫描方向等分了一个时隙的信号持续期、左与右扫描方向等分了下一个时隙的信号持续期；
(2)使用在两个时隙的相同边沿间高速计数后与预置计数值比较的方法，时隙分区模块将一个时隙周期分成顺序为T1～T7的7个时段，在保护间隔内输出对应稳态噪声的T2时段脉冲到信号门限模块，在信号持续期输出T4时段脉冲与T6时段脉冲到功率平均模块，其中T4脉冲对应第一个扫描方向的稳态信号时段，T6脉冲对应第二个扫描方向的稳态信号时段；
(3)对每一个零中频的正交数字采样信号进行相关检测，得到采样点的相关功率；
a.对采样信号进行自相关检测，得到采样点的自相关功率，自相关功率送信号门限模块；
b.对采样信号进行延时自相关检测，得到采样点的延时自相关功率，延时自相关功率送功率平均模块，也可选择自相关功率送功率平均模块；
(4)在T2时段脉冲的控制下，对T2时段内所有的自相关功率值进行平均，得到当前时隙i的噪声功率均值ni；ni与前M个时隙内的时隙噪声功率均值进行再平均得噪声功率期望值n0，即计算
Figure BDA0003341212650000051
n0乘以固定因子b作为信号门限；
(5)在T4与T6时段脉冲的控制下，对两时段内采样点的相关功率分别进行功率平均，得到当前时隙i的两个扫描方向上的功率均值；
a.使用延时自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内分别得到延时自相关功率均值Pi4与Pi6；
b.如果选择自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内得到自相关功率均值Pi4与Pi6；
(6)如果相关功率均值Pi4与Pi6都大于门限bn0，则判定时隙i内存在信号，然后进行时隙i内的角误差解调；如果Pi4与Pi6中有不大于门限bn0的存在，则认为时隙i内不存在信号，不进行角误差解调；
a.在采用延时自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000061
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000062
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值；
b.若选择自相关功率均值进行角误差解调时，如果时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000063
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000064
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值，n0是每个采样点包含的噪声功率期望值；
(7)对每C个连续时隙内解调出的方位角误差进行平均，其均值作为抽取后的方位角误差；对同C个连续时隙内解调出的俯仰角误差进行平均，其均值作为抽取后的俯仰角误差；其中的C为输出采样周期除以时隙周期得到的整数值。
如图1所示，以TDMA信号为源信号的电子波束扫描跟踪解调的处理过程如下：
1)TDMA模式的射频信号被电子波束扫描天线接收到后，经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、正交数字下变频(DDC)等处理后，转换为零中频的正交数字采样信号。
假定当前处理的零中频的正交数字采样信号在当前时隙i的信号持续期，在当前采样n时刻的信号可表示为下式：
Figure BDA0003341212650000065
其中yes表示当前时隙i的信号持续期内有信号si(n)存在；no表示当前时隙i的信号持续期内无信号存在，仅有零均值的高斯白噪声n(n)存在；在TDMA信号的信号(保护)间隔期内只有噪声n(n)存在。
ki是当前时隙i的用户信号si(n)的幅度增益；ω(n)是零中频TDMA信号的剩余频率偏差，ζ为TDMA信号的初始相位，βi(n)为当前时隙i内的用户信号的零均值的相位函数，ai(n)是当前时隙i的用户信号的幅度包络函数，n(n)为接收信号中包含的零均值的高斯白噪声；
g(θi)为当前时隙i内与天线波束偏开卫星轴向的角度
Figure BDA0003341212650000071
矢量相关的天线增益，
Figure BDA0003341212650000072
可分解为代表天线波束偏开卫星角度的模θi(天线波束偏差角)与代表方向的合成角γi，在跟踪时
Figure BDA0003341212650000073
可分解为方位角误差
Figure BDA0003341212650000074
与俯仰角误差ψi＝θisinγi，即满足
Figure BDA0003341212650000075
2)零中频的正交数字采样信号经过时隙边沿同步模块，产生本地的同步时隙边沿，包括时隙内信号的开始边沿与结束边沿。
时隙边沿同步模块可在没有同步头信息的情况下提取出与TDMA断续信号同步的本地同步时隙边沿信号，该信号指示信号持续期的信号出现边沿与信号消失的边沿，从信号消失的边沿到下一个信号出现边沿的时间为信号间隔期。时隙周期对于需要跟踪的TDMA信号为已知量，设置到时隙边沿同步模块后可加快时隙的同步过程。
本方法针对上述处理后的零中频的数字正交采样信号、同步时隙边沿信号，产生电子波束偏转信号去控制天线接收的波束，以TDMA信号为源信号进行角误差解调，如图1所示，它包括以下步骤：
(1)在同步时隙边沿的同步下，扫描信号产生模块循环的产生四个方向的波束扫描信号，该信号输出到角误差解调模块与天线的波束控制模块，其中的上与下扫描方向等分了一个时隙的信号持续期、左与右扫描方向等分了下一个时隙的信号持续期。
实施例如图2、图3的电扫信号所示，采用每两个连续的时隙周期分为四个次序相同的扫描方向，每个时隙内含有两个相反的扫描方向，方向上与下、左与右的出现顺序固定。
另外，在时隙周期较长时，也可使用在一个时隙的信号持续期内分为上、下、左、右的四个扫描方向的方案，在此需要重新规划时隙分区。
(2)使用在两个时隙的相同边沿间高速计数后与预置计数值比较的方法，时隙分区模块将一个时隙周期分成顺序为T1～T7的7个时段，在保护间隔内输出对应稳态噪声的T2时段脉冲到信号门限模块，在信号持续期输出T4时段脉冲与T6时段脉冲到功率平均模块，其中T4脉冲对应第一个扫描方向的稳态信号时段，T6脉冲对应第二个扫描方向的稳态信号时段。
实施例如图2所示，T1～T7的7个分区按照时隙周期、本地的同步时隙边沿精度、波束扫描的控制稳定时间、TDMA各个时隙用户的时间维持精度等综合考虑后，进行分配。
可采用正交采样信号时钟进行计数，在本地同步时隙的结束边沿开始从零计数；计数达到T1预置计数值，则开始输出T2时段脉冲，在计数达到T2预置计数值时结束T2时段脉冲；计数达到T3预置计数值，则开始输出T4时段脉冲，计数达到T4预置计数值时结束T4时段脉冲；计数达到T5预置计数值，则开始输出T6时段脉冲，计数达到T6预置计数值时结束T6时段脉冲。由此，时隙分区模块输出T2、T4与T6三个时段的控制脉冲。
T2脉冲位于时隙保护间隔，正常状态下不会有信号进入该时段；T4脉冲位于时隙的信号持续期前半部分，是第一个扫描方向的信号功率稳定的时段；T6脉冲位于时隙的信号持续期后半部分，为第二个扫描方向的信号功率稳定的时段。
其中T1、T3、T5、T7时段是为信号转换引起的过渡时段保留的冗余时段，这些时段不进行信号处理，因此不需要输出控制脉冲。
(3)对每一个零中频的正交数字采样信号进行相关检测，得到采样点的相关功率。具体方式如下：
(301)对采样信号进行自相关检测，得到采样点的自相关功率，自相关功率送信号门限模块。
自相关检测就是采样信号的实部的平方加虚部的平方，具体到天线接收TDMA信号的当前时隙i的信号持续期内的自相关功率，在采样n时刻的处理可表示为下2式：
Figure BDA0003341212650000091
式2中2n(n)si(n)，为零均值的信号与高斯白噪声的互乘项。
(302)对采样信号进行延时自相关检测，得到采样点的延时自相关功率，延时自相关功率送功率平均模块，也可选择自相关功率送功率平均模块。
当前时隙i的信号持续期的延时自相关检测，在采样n时刻的处理可分两种情况：在n时刻与n-1时刻处于时隙用户的同一个码元时，与处于时隙用户的不同码元时。
在n时刻与n-1时刻处于用户的同一个码元时表示为下3式：
Figure BDA0003341212650000092
式3中s·n＝n(n)si(n-1)+n(n-1)si(n)，为零均值的信号与高斯白噪声的不相关互乘项。
在n时刻与n-1时刻处于不同码元时表示为下4式：
Figure BDA0003341212650000093
式4中，di(m)di(m-1)表示延时自相关中以码速率表示的两个相邻码的相乘，式4中s·n为零均值的信号与高斯白噪声的互乘项。
(4)在T2时段脉冲的控制下，对T2时段内所有的自相关功率值进行平均，得到当前时隙i的噪声功率均值ni；ni与前M个时隙内的时隙噪声功率均值进行再平均得噪声功率期望值n0，即计算
Figure BDA0003341212650000101
n0乘以固定因子b作为信号门限。
理想情况下时隙内信号保护间隔期不存在信号，在此使用时隙内信号保护间隔期内仅包含噪声的T2时段自相关值获得当前时隙内的噪声功率均值，使用当前时隙前一段时间的M个时隙内的噪功率声均值再进行平均，可得到波动很小的噪声功率期望值n0，其中M根据实际需要选择。
预先通过恒虚警概率或恒检测概率等方法选择固定的门限因子b，得到门限bn0。
(5)在T4与T6时段脉冲的控制下，对两时段内采样点的相关功率分别进行功率平均，得到当前时隙i的两个扫描方向上的功率均值。具体方式如下：
(501)使用延时自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内分别得到延时自相关功率均值Pi4与Pi6。
如果选择延时自相关功率进行平均时，假设时隙i内信号持续期内T4、T6期间的码元数为都为L，采样点数都为D，通常D远大于L；则T4、T6期间的相关功率均值Pi可统一如下5式：
Figure BDA0003341212650000102
由于高斯白噪声的相关特性，n(n)n(n-1)经过大量平均后为均值为0的一个很小的波动值nσ，s·n经过大量平均后为均值为0的一个很小的波动值ns；
Figure BDA0003341212650000103
为与信号编码、调制形式相关的固定值，设时隙i的用户定值
Figure BDA0003341212650000104
有在采样率为码速率的倍率越高vi越接近1；对于多数TDMA模式的信号调制形式，
Figure BDA0003341212650000105
为零均值；因此，均值可简化为：
Figure BDA0003341212650000111
(502)如果选择自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内得到自相关功率均值Pi4与Pi6。
如果时隙i内的信号持续期的T4、T6期间选择自相关功率进行平均时，则每个扫描方向内的均值Pi可统一表达如下：
Figure BDA0003341212650000112
式7中的
Figure BDA0003341212650000113
是每个采样点包含的平均噪声功率，在平均次数较高时，可得到波动较小的直流均值
Figure BDA0003341212650000114
理论上等于噪声功率期望值n0；信号存在时，2si(n)n(n)项在平均次数较高时为较小的零均值波动，所有略去。
由式6与式7可以看出，由于
Figure BDA0003341212650000115
使用延时自相关功率进行平均，可以提高信号检测的信噪比，从而带来可工作信噪比较低的好处；时隙内信号存在时，信号持续期的平均功率Pi与信号增益ki与信号特征
Figure BDA0003341212650000116
相关。
(6)如果相关功率均值Pi4与Pi6都大于门限bn0，则判定时隙i内存在信号，然后进行时隙i内的角误差解调；如果Pi4与Pi6中有不大于门限bn0的存在，则认为时隙i内不存在信号，不进行角误差解调。
如果Pi4与Pi6都大于bn0则信号存在；如果有一个小于等于bn0或两个都小于等于bn0，则信号不存在。显然，自相关功率均值与延时自相关功率均值使用的bn0的固定因子b是有区别的。
具体方式如下：
(601)在采用延时自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000117
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000118
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值。
进行当前时隙i内角误差解调可消除用户的增益ki与信号特征
Figure BDA0003341212650000121
带来的影响，即有：
Figure BDA0003341212650000122
式8中，忽略了均值为零的噪声相关项与信号相关项。
设在当前时隙i为方位扫描时，固定天线俯仰角度不变，对方位方向分别进行向左为φ、向右为φ的波束扫描，则有向左波束扫描的天线波束偏差角为：
Figure BDA0003341212650000123
向右波束扫描的天线波束偏差角：
Figure BDA0003341212650000124
其中
Figure BDA0003341212650000125
为天线波束偏离卫星的角度矢量
Figure BDA0003341212650000126
在当前时隙i的方位角误差，ψi为
Figure BDA0003341212650000127
矢量在当前时隙i的俯仰角误差，φ为波束扫描的固定偏转角度。
天线波束偏差角θi与天线增益、半功率角θ3dB的关系为：
Figure BDA0003341212650000128
Figure BDA0003341212650000129
其中G0为天线波束对准卫星时的对数增益，天线方位扫描分别偏转左φ、右φ时，方位扫描时角误差计算式为：
Figure BDA00033412126500001210
设调整ka使
Figure BDA00033412126500001211
得：
Figure BDA00033412126500001212
因此一个有信号时隙的方位扫描，可检测出天线方位波束的角误差。
同理，如果是在当前时隙i为俯仰扫描时，固定天线方位角度，在时隙i内对俯仰方向分别进行上、下各为φ的波束扫描，则俯仰角误差解调的计算式为：
Figure BDA0003341212650000131
设
Figure BDA0003341212650000132
则有：
Figure BDA0003341212650000133
因此一个有信号时隙的俯仰扫描，可检测出天线俯仰波束的角误差。显然，计算时使用
Figure BDA0003341212650000134
或
Figure BDA0003341212650000135
仅影响校正斜率k的符号。
(602)若选择自相关功率均值进行角误差解调时，如果时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000136
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure BDA0003341212650000137
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值，n0是每个采样点包含的噪声功率期望值。
如果使用自相关功率进行与上述相同过程的角误差解调，可以看出7式在去除噪声直流项n0后与6式类似，可得到类似的结果：
Figure BDA0003341212650000138
同样，计算时使用
Figure BDA0003341212650000139
或
Figure BDA00033412126500001310
仅影响校正斜率k的符号。
使用延时自相关功率进行角误差解调的优点：角误差输出波动小，可工作信噪比低；缺点：对相同的TDMA信号所需的采样率较高，算法比较复杂。使用自相关功率进行角误差解调的优缺点与使用延时自相关功率正好相反，因此可综合考虑后再选择。
实施例与图2、图3采用一个时隙进行了一个跟踪轴向的扫描与角误差解调。按照相同的原理，一个时隙内可进行四个方向的波束扫描与方位、俯仰的角误差解调，如此做的主要缺点是需要时隙周期较长，解调出的角误差波动较大，且对波束扫描控制等硬件需要有更高的性能要求，好处是只需一个时隙即可检测出两个轴向的角误差。
(7)对每C个连续时隙内解调出的方位角误差进行平均，其均值作为抽取后的方位角误差；对同C个连续时隙内解调出的俯仰角误差进行平均，其均值作为抽取后的俯仰角误差；其中的C为输出采样周期除以时隙周期得到的整数值。
如果当前的C个连续时隙内存在v个时隙解调出的方位角误差数据，则v个方位角误差数据进行累加后除以v，得到方位角误差的抽取输出；如果当前的C个连续时隙内存在w个时隙解调出的俯仰角误差数据，则w个俯仰角误差数据进行累加后除以w，得到俯仰角误差的抽取输出。如果有C个连续时隙内不存在某个方向的角误差解调时，则保持上次抽取的角误差输出。
跟踪解调得到的yaz(i)与yel(i)经过C时隙的平均抽取后，得到直流形式的角误差输出：
Figure BDA0003341212650000141
实施例的图3中，采用C为6时隙内的角误差进行平均抽取，j表示采样周期变化后当前输出的采样序号。
总之，本发明包括时隙边沿同步、扫描信号产生、相关检测、时隙分区、角误差解调与平均降采样等的处理步骤，消除了TDMA模式各个时隙内用户的存在性、功率、调制模式等信号特征的不一致影响，实现了角误差的解调与波束扫描信号输出。本发明可基于FPGA、DSP、GPU等硬件平台实现，具有算法简单、可工作信噪比低、响应速度快、集成化程度高、容易升级等的优点，是对现有技术的一种重要改进。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子。凡在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，TDMA模式的射频信号被电子波束扫描天线接收到后，经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、正交数字下变频处理后，转换为零中频的正交数字采样信号；零中频的正交数字采样信号经过时隙边沿同步模块，产生本地的同步时隙边沿，包括时隙内信号的开始边沿与结束边沿；其特征在于，还包括以下步骤：
(1)在同步时隙边沿的同步下，扫描信号产生模块循环地产生四个方向的波束扫描信号，该信号输出到角误差解调模块与天线的波束控制模块，其中的上与下扫描方向等分了一个时隙的信号持续期，左与右扫描方向等分了下一个时隙的信号持续期；
(2)通过在两个时隙的相同边沿间高速计数后与预置计数值进行比较，时隙分区模块将一个时隙周期分成顺序为T1～T7的7个时段，在保护间隔内输出对应稳态噪声的T2时段脉冲到信号门限模块，在信号持续期输出T4时段脉冲与T6时段脉冲到功率平均模块，其中T4脉冲对应第一个扫描方向的稳态信号时段，T6脉冲对应第二个扫描方向的稳态信号时段；
(3)对每一个零中频的正交数字采样信号进行相关检测，得到采样点的相关功率；
(4)在T2时段脉冲的控制下，对T2时段内所有的自相关功率值进行平均，得到当前时隙i的噪声功率均值ni；ni与前M个时隙内的时隙噪声功率均值进行再平均，得到噪声功率期望值n0，即
Figure FDA0003341212640000011
将n0乘以固定因子b作为信号门限；
(5)在T4与T6时段脉冲的控制下，对两时段内采样点的相关功率分别进行功率平均，得到当前时隙i的两个扫描方向上的功率均值Pi4与Pi6；
(6)如果功率均值Pi4与Pi6都大于门限bn0，则判定时隙i内存在信号，然后进行时隙i内的角误差解调；如果Pi4与Pi6中有不大于门限bn0的信号存在，则认为时隙i内不存在信号，不进行角误差解调；
(7)对每C个连续时隙内解调出的方位角误差进行平均，其均值作为抽取后的方位角误差；对C个连续时隙内解调出的俯仰角误差进行平均，其均值作为抽取后的俯仰角误差；其中，C为输出采样周期除以时隙周期得到的整数值。
2.根据权利要求1所述的一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，其特征在于，步骤(3)的具体方式为：
a.对采样信号进行自相关检测，得到采样点的自相关功率，将自相关功率送信号门限模块；
b.对采样信号进行延时自相关检测，得到采样点的延时自相关功率；
c.将自相关功率或延时自相关功率送功率平均模块。
3.根据权利要求2所述的一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，其特征在于，步骤(5)的具体方式为：
a.使用延时自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，在T4、T6时段内分别得到延时自相关功率均值Pi4与Pi6；
b.如果选择自相关功率进行每个扫描方向内的功率平均，则在T4、T6时段内得到自相关功率均值Pi4与Pi6。
4.根据权利要求1所述的一种使用TDMA信号进行电子波束扫描跟踪解调的方法，其特征在于，步骤(6)中角误差解调的具体方式为：
a.在采用延时自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure FDA0003341212640000021
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure FDA0003341212640000022
其中ka与ke分别为方位差斜率与俯仰差斜率的校正值；
b.在采用自相关功率均值进行角误差解调时，如果在时隙i内为方位扫描，则角误差解调的计算式为
Figure FDA0003341212640000031
如果在时隙i内为俯仰扫描，则角误差解调的计算式为
Figure FDA0003341212640000032
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