CN113965215B - 一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法，属于射频天线自跟踪的技术领域。本发明包括射频和信号与差信号分别经过同源的下变频、模数转换与数字变频等处理后，再分别进行FFT处理、和差信号相关、降采样抽取、干扰检测、角误差检测等的处理步骤，实现了使用高速跳频信号的部分跳频带宽进行非跳频同步的单脉冲角误差解调。本发明基于频域进行双通道单脉冲角误差的数字解调，具有响应速度快、集成化程度高、可工作信噪比低、延时校正方便等的优点，是对现有技术的一种重要改进。

Description

一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法

技术领域

本发明涉及射频天线自跟踪的技术领域，特别是指一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法。

背景技术

在当前，大多数的单脉冲跟踪接收机采用信标信号、宽带通信信号或测控信号等常在信号作为单脉冲跟踪的源信号。在某些应用环境下只有高速跳频的通信或测控信号存在，需要使用高速跳频信号作为单脉冲跟踪的源信号；在天线的初始跟踪阶段，本地的跳频本振没有完成与接收的跳频信号同步，需要在不同步跳频信号情况下从天线接收到的高速跳频信号中检测出角误差信息，同时具有一定的干扰抑制能力。但是，现有技术中尚缺少相应的处理方法。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法，该方法能够在不同步跳频信号的情况下工作，能够自动适应各种带宽的跳频信号，可以在较低的信噪比下工作，方便的进行高精度的延时校正与相位校正，同时具有一定的干扰抑制能力。

基于上述目的，本发明提供的技术方案是：

一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法，天线馈源产生的和信号与差信号分别经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、数字下变频器的同源相同处理后，将选择带宽内的信号变为零中频的数字正交信号；和信号与差信号分别进行同步的2^N点的加窗FFT处理，设选择带宽内的信号转换到2^N个频点的〔-m,m〕区间，m取整数；对和信号FFT区间〔-m,m〕内的所有点取能量值

得到能量频谱帧，其中n为〔-m,m〕内的任一频点；对和信号任意第n点的复数共轭

与差信号FFT对应的第n点Δ_n进行复数相乘，得到

相关频谱帧；对相关频谱帧〔-m,m〕内的所有频点的进行

的时延差校正，得到校正相关帧，其中τ为和通道与差通道的相对时延差，ω为FFT输出的相邻谱线的频率间隔；还包括以下步骤：

(1)对和信号能量频谱帧〔-m,m〕内所有频点进行连续R帧的帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均能量帧；同步的完成校正相关帧所有频点的连续R帧帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均相关帧；其中R帧FFT的持续时间小于等于跳频信号的持续时间的一半；

(2)对和信号连续的M个平均能量帧进行帧间同频点的能量比较后，保留每个频点的最大值得到一个〔-m,m〕内的能量最大保持帧，同步地保留每个频点的能量最大值所在帧相同次序的平均相关帧的频点相关值到一个相关值保持帧；

(3)对和信号能量频谱帧进行R×M帧的同频点的帧间平均抽取，得到一个〔-m,m〕内的和信号平均抽取帧；

(4)通过和信号平均抽取帧判断〔-m,m〕范围内可能存在定频或慢跳频干扰的频点；

(5)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限判断能量最大保持帧的信号频点，完成每个信号频点的相关值保持帧的相关值对和信号能量最大保持帧频点能量值的同频点归一化，然后缓存；

(6)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限与信号占用频点数判断能量最大保持帧的信号频段，完全在〔-m,m〕范围内的信号频段进行信号频点的能量累加得到含噪信号功率，含噪信号功率减噪声功率后得到跳频信号功率，然后缓存各个信号功率；

(7)每P个连续的M次抽取检测的缓存进行一次信号存在性判断，无信号时重新累积P个连续的M次抽取帧检测；有信号存在时再进行本次缓存归一化值的聚类判断，得到聚类半径内的归一化均值；

(8)由相关归一化均值检测得到角误差，将P帧内所有缓存的信号功率去除误判后求平均，得到信号功率输出。

进一步的，步骤(7)中得到聚类半径内的归一化均值的具体方式为：

a.建立二维统计直方图，按照最大允许的实部与虚部的绝对值在正、负坐标轴上各均分为四格，得到64个格计数与格外计数组成的二维统计图，所有的信号归一化值的坐标在格内则格计数加1，落在边界线上时按照计数入左、下格的原则进行统计，落在64格直方图外时格外计数加1；

b.按照信号的归一化值具有唯一聚类中心的特性，通过格计数值的比较得到归一化值的聚类中心格；

c.计算聚类中心格内所有归一化值的均值，以均值为真实的相关归一化均值。

从上面的叙述可以看出，本发明的有益效果在于：

1、本发明能够实现高速跳频的单脉冲数字解调，可以方便的完成通道的延时校正与相位校正，实现了高速跳频信号的单脉冲角误差检测与功率检测。

2、本发明使用了双通道解调模式，对平均后的结果再进行和差信号的归一化，相对于传统的单通道、时域解调的实现方案，可以在更低的信号信噪比下工作(改善了3dB以上)。

3、本发明具备一定的抗干扰能力，能够滤除存在时间较长(远超跳频信号保持时间)的各类定频或慢跳频的干扰信号。

4、本发明可以采用高速FPGA(现场可编程门阵列)、或DSP芯片、或GPU等高速数字芯片为硬件核心，以此原理制造的设备具有集成化程度高、体积小、结构简单、可靠性高、容易升级等优点。

附图说明

图1是本发明实施例中的使用高速跳频信号进行单脉冲角误差检测的原理框图。

图2是本发明实施例中的高速跳频信号经过M个连续帧的帧间的最大值抽取与平均抽取后的频域图。在图2a中，经过帧间的最大值抽取的频谱[-m，m]范围内通过信号门限检测到一个部分带宽的跳频信号3、跳频信号1与2、一个噪声导致的误判断与一个定频干扰信号；在图2b中，高速跳频的和信号能量谱经过帧间的R×M次同频点平均后，跳频信号能量、噪声导致的误判的能量都降低到干扰门限以下，定频干扰信号的功率变化不大，通过干扰门限可以检测到定频干扰。

图3是本发明实施例中的一种寻找归一化值聚类中心与聚类半径的二维直方图。在图3中，高速跳频信号的聚类中心在A处，窄带跳频干扰的聚类中心在B处，在A处聚类中心与聚类半径内的归一化值经过平均后，可以去除大多数的噪声导致的误判与窄带跳频的干扰影响。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明做进一步的详细说明。

一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法，假定天线馈源产生的和信号与差信号分别经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、数字下变频器等同源的相同处理后，将选择带宽内的信号变为零中频的数字正交信号；和信号与差信号分别进行同步的2^N点的加窗FFT处理，设选择带宽内的信号转换到2^N个频点的〔-m,m〕区间，其中m取整数；对和信号FFT区间〔-m,m〕内的所有点取能量值

得到能量频谱帧，其中n为〔-m,m〕内的任一频点；对和信号任意第n点的复数共轭

与差信号FFT对应的第n点Δ_n进行复数相乘，得到

相关频谱帧；对相关频谱帧〔-m,m〕内的所有频点的进行

的时延差校正，得到校正相关帧，其中τ为和通道与差通道的相对时延差、ω为FFT输出的相邻谱线的频率间隔；该方法包括以下步骤：

(1)对和信号能量频谱帧〔-m,m〕内所有频点进行连续R帧的帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均能量帧；同步的完成校正相关帧所有频点的连续R帧帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均相关帧；其中R帧FFT的持续时间小于等于跳频信号的持续时间的一半；

(2)对和信号连续的M个平均能量帧进行帧间同频点的能量比较后，保留每个频点的最大值得到一个〔-m,m〕内的能量最大保持帧，同步的保留每个频点的能量最大值所在帧相同次序的平均相关帧的频点相关值到一个相关值保持帧；

(3)对和信号能量频谱帧进行R×M帧的同频点的帧间平均抽取，得到一个〔-m,m〕内的和信号平均抽取帧；

(4)通过和信号平均抽取帧判断〔-m,m〕范围内可能存在定频或慢跳频干扰的频点；

(5)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限判断能量最大保持帧的信号频点，完成每个信号频点的相关值保持帧的相关值对和信号能量最大保持帧频点能量值的同频点归一化，然后缓存；

(6)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限与信号占用频点数判断能量最大保持帧的信号频段，完全在〔-m,m〕范围内的信号频段进行信号频点的能量累加得到含噪信号功率，含噪信号功率减噪声功率后得到跳频信号功率，然后缓存各个信号功率；

(7)每P个连续的M次抽取检测的缓存进行一次信号存在性判断，无信号时重新累积P个连续的M次抽取帧检测；有信号存在时再进行本次缓存归一化值的聚类判断，得聚类半径内的归一化均值；

得到归一化均值可使用以下的简化方法：

a.建立二维统计直方图，可以按照最大允许的实部与虚部的绝对值在正、负坐标轴上各均分为四格，得到64个格计数与格外计数组成的二维统计图，所有的信号归一化值的坐标在那个格内则格计数加1，落在边界线上时按照计数入左、下格的原则进行统计，落在64格直方图外时格外计数加1；

b.按照信号的归一化值是唯一聚类中心的特性，通过格计数值的比较得到归一化值的聚类中心格；

c.计算聚类中心格内所有归一化值的均值，以均值为真实的相关归一化均值。

(8)由相关归一化均值检测得到角误差，P帧内所有缓存的信号功率去除误判后平均得到信号功率输出。

如图1所示，高速跳频的和信号与差信号的信号处理过程依次是：

1)假定天线馈源产生的和信号与差信号分别经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、数字下变频器等同源的相同处理后，将选择带宽内的信号变为零中频的数字正交信号。

同源的处理主要包括：和信号与差信号在下变频采用相同的本振进行变频，在模数转换采用相同的采样时钟，在数字下变频器采用相同的数字本振、相同的降采样率、同步的降采样时钟等。

数字正交的和信号与差信号为：

其中yes表示跳频信号出现在处理带宽内；no表示跳频信号出现在处理带宽外；ω(n)是高速跳频信号在n时刻的频率，γ′为差信号相对于和信号的固定相位，θ(n)为零均值的接收信号的相位函数，a(n)是接收信号的幅度包络函数，μ为当前的归一化差斜率，φ为天线偏开卫星轴向的角度，

为合成误差角，τ是和差接收通道的相对延时差。

在宽带的跳频带宽(如2GHz)内，选择总带宽的一部分带宽(如200MHz)进行处理，可简化单脉冲解调处理的复杂性。实际上也可将总带宽(如2GHz)分为几个子带宽(如10个，每个200MHz)，每个子带宽分别进行单脉冲解调处理后，再合并角误差处理的结果。对于单脉冲天线跟踪的一般应用，一个部分处理带宽(如200MHz)检测出的角误差即能满足天线跟踪的需求。如果总跳频带宽(如72MHz)小于单路最大处理带宽(如200MHz)，则选择带宽等于全跳频带宽(如72MHz)。

2)和信号与差信号分别进行同步的2^N点的加窗FFT处理，设选择带宽内的信号转换到2^N个频点的〔-m,m〕区间，其中m取整数。

设选择总跳频带宽内的一部分带宽在经过FFT转换后对应区间[-m，m]内的频点，实际上选择区间[-m，m]是从总跳频带宽中选择多少带宽的决定因素。

根据频域变换的时移性质，和信号与差信号分别FFT处理后的信号跳频信号的频率在带宽[-m，m]内时，和信号与差信号的任意的第n点频谱表达为：

其中n为带宽[-m，m]内的任意频点，yes表示频点n为跳频信号频点，no表示频点n为噪声频点，a_n为和信号FFT处理后的信号带宽内第n点频谱的幅度，θ_n为和信号FFT处理后的第n点频谱的相位，ω为和信号FFT处理后的相邻谱线的频率差，m与n为正整数；N_Σ与N_Δ分别代表和信号与差信号FFT的第n点包含的零均值的复数高斯白噪声。

3)对和信号FFT区间〔-m,m〕内的所有点取能量值

得到能量频谱帧，其中n为〔-m,m〕内的任一频点。

对和信号FFT的输出有效区间[-m，m]内的所有频点取能量，即计算各个频点实部平方与虚部平方的和；和信号的任意的第n点频谱的能量表达为：

式3中，互乘项2a_nN_Σ为零均值的复数高斯白噪声，yes表示频点n为跳频信号频点，no表示频点n为噪声频点。

4)对和信号任意第n点的复数共轭Σ^* _n与差信号FFT对应的第n点Δ_n进行复数相乘，得到

相关频谱帧。

和信号的任意第n点频谱的共轭为

因此和差相关频谱为：

直到完成[-m，m]内所有对应点的

其中

是零均值的复数高斯白噪声。

5)对相关频谱帧〔-m,m〕内的所有频点的进行

的时延差校正，得到校正相关帧，其中τ为和通道与差通道的相对时延差、ω为FFT输出的相邻谱线的频率间隔。

此外，宽带信号的时延校正，也可选择在归一化完成后进行。

本方法针对上述处理后高速跳频的和信号能量谱与校正相关谱，进行单脉冲的角误差解调，如图1所示，它包括以下步骤：

(1)对和信号〔-m,m〕内的所有频点的能量值进行连续R帧的帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均能量帧；同步的完成相关频谱

的连续R帧的帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均相关帧；其中R帧FFT的持续时间小于等于跳频信号的持续时间的一半。

对于跳频信号在〔-m,m〕内的频点，R次平均后抽取为：

其中6式中的i表示连续的R帧中的第i帧；其中n_r为和信号平均能量帧中的零均值的复数高斯白噪声2a_nN_Σ经过平均后残留项，

为相关频谱中零均值的高斯白噪声SN经过平均后残留项，

为零均值的复数高斯白噪声经过平均后残留项。

都为服从自由度为R的卡方分布。

经过R帧的帧间同频点的R次平均抽取后，不仅频谱帧速率降为以前的1/R，和信号能量帧平均后各个频点的方差降为原来的1/R，相关帧平均后方差降为原来的1/R²。

在6式中的yes表达式中，如果累加平均项中有些帧只有噪声项时，则严重影响频点的相关值与和信号能量。在保证R帧FFT的持续时间小于等于跳频信号的持续时间的一半时，在跳频信号的持续时间内R次平均抽取出的所有平均能量帧中，可以保证至少有一帧中的跳频信号对应频点是R帧中都含有跳频信号能量。

(2)对和信号连续的M个平均能量帧进行帧间同频点能量比较后，保留每个频点的最大值得到一个〔-m,m〕内的能量最大保持帧，同步的保留每个频点的能量最大值所在帧同次序的平均相关帧的频点相关值到一个相关值保持帧。

对于跳频信号在〔-m,m〕内的频点，M个平均能量帧最大抽取为：

其中7式中的i表示连续的M帧中的第i帧，i取1～M的自然数；如果在第n频点的能量最大抽取时，有第i帧的能量最大，则平均相关帧第i帧第n频点的相关值抽取到相关值保持帧。

如图2a，由于信号频点的能量大于噪声频点能量，则信号频点将大概率的保留到能量最大保持帧，如7式中的yes；如果同一个频点出现了多次跳频信号时，保留能量高的信号也有更高的信噪比；其中，M的取值需要保证在M×R个FFT的帧周期中，跳频信号能够大概率的出现在〔-m,m〕内。

如此，通过能量最大保持抽取大幅降低了后续处理的帧速率，同时得到了频点能量最大值谱对应的相关值。

(3)对和信号的能量谱进行R×M帧的同频点的帧间平均抽取，得到一个〔-m,m〕内的和信号平均抽取帧。

如果信号持续时间对应的FFT帧数为L，则经过M×R(远大于1000)平均抽取后任意频点的能量为：

式8中，n₀为频点的高斯白噪声谱密度，

为信号的谱密度，i为帧数；

no表示M×R个FFT的能量帧中不包含信号，经过M×R次累加平均后降低高斯白噪声频点能量的方差为原来的1/(R×M)，(R×M>1000)输出趋近于噪声谱密度定值n₀。

yes表示M×R个FFT的能量帧中包含信号的情况，高速跳频信号的L值较小(如小于10帧)，则L/(M×R)远小于0.01，

可低于n₀；常在的定频信号的L等于M×R，平均输出接近于定频信号的谱密度

慢速跳频信号的L/(M×R)较大；2a_inN_iΣ经过累加平均后近似为零。

如图2b，经过M×R帧平均抽取，首先大幅降低了后续处理的帧速率，同时降低跳频信号的能量谱为原来的L/(M×R)倍，而常在的定频信号降低了波动但能量不降低，由此可以通过选择合适的干扰门限判断出定频或慢跳频的干扰信号。

(4)通过和信号平均抽取帧判断〔-m,m〕范围内可能存在定频或慢跳频干扰的频点。

如图2b，计算出噪声频点的平均能量n₀，选择合适干扰门限kn₀(k取2～4之间)，判断出具有定频干扰或慢跳频的频点。另外通过噪声频点平均能量n₀可以辅助计算能量最大保持帧的跳频信号门限。

显然，如果选择的频段具有较多的干扰频点时，在后续处理中通过修改射频下变频器可以改变选择的频段，如此可以排除具有定频干扰的频段。

(5)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限判断能量最大保持帧的信号频点，完成每个信号频点的相关值保持帧的相关值对和信号能量最大保持帧频点能量值的同频点归一化，然后缓存。

根据噪声频点平均能量可以计算出能量最大保持帧的信号门限bn₀，高于信号门限又不是干扰频点的频点为信号频点，完成每个信号频点对应的相关值保持帧频点对和信号能量最大保持帧频点的同频点归一化，然后将归一化后的信号频点缓存，直到R×M×P个FFT帧后集中处理。

若频点n判断为信号频点，则频点n的归一化为：

上式9中，归一化中分母项的

为均值为n₀的卡方分布，经过归一化后第一项为归一化的角误差表达式，已经消除了信号频点的幅度与频率对角误差的影响；式中第二项为零均值噪声造成的影响项。

(6)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限与信号占用频点数判断能量最大保持帧的各个信号频段，完全在〔-m,m〕范围内的信号频段进行信号频点的能量累加得到含噪信号功率，含噪信号功率减噪声功率后得到跳频信号功率，然后缓存各个信号功率。

信号功率计算如下式：

在10式中，信号占用c个频点，信号的起始频点为l频点，噪声频点的平均能量为n₀，

为第i个频点所包含的噪声能量，其均值为n₀；

由于信号频点能量与噪声频点能量的随机性，信号频段的判断可采用占用频点数的概率判断，如已知信号频段至少占用k个频点，如果连续的k个频点中有超过概率p的点数大于信号门限，则认为该连续的k个频点为信号频段，其中概率p可依据信号信噪比取不同值；如果大于信号门限的频点附近连续的k个频点中大于信号门限的频点数远小于pk，则判断为噪声的波动导致超过门限的频点；对于信号频段的一部分包含在〔-m,m〕范围内的信号，不能用于信号功率计算。

选择在〔-m,m〕范围内的完整信号，在信号频段内所有信号频点能量累加后，去除信号带宽内的噪声能量，可得到一个信号功率值。

(7)每P个连续的M次抽取检测的缓存进行一次信号存在性判断，无信号时重新累积P个连续的M次抽取帧检测；有信号存在时再进行本次缓存归一化值的聚类判断，得聚类半径内的归一化均值。

缓存P帧后计算的归一化均值可得到所需的角误差输出采样率，同时能累积足够点数的角误差归一化频点以便进行判断。

如果判断出P个连续的M次抽取检测中不包含信号，则天线轴向远离卫星或本次判断时段内没有跳频信号。

信号频点归一化值受信噪比与抽取的影响落在真实的角误差归一化值附近，由纯噪声造成的误判的归一化值在整个二维图内均匀分布，而干扰造成的归一化值通常情况下远离真实的归一化值，因此寻找到真实的信号归一化值的聚集区，可以排除聚集区外噪声与干扰的影响；真实的归一化值的聚集区可以由聚类中心与聚类半径确定，其中聚类中心对应真实的归一化值，聚类半径与信号信噪比有关；寻找聚类中心与聚类半径的方法很多，但多数方法的算法复杂，不适合实时性强的单脉冲跟踪解调，在此使用以下简单的基于二维直方图统计判断的方法如图3所示。具体方式如下：

(701)统计直方图可以按照最大允许的实部与虚部的绝对值各均分为四格，得到64格组成二维统计图，所有的信号归一化值的实部、虚部落在那个格内则格计数加1，落在边界线上时按照优先记入左、下格的原则进行统计，落在直方图格外为单独的一个格外计数。

划分二维直方图统计格可以64格+1格，也可以(每轴分6格时)36格+1格，其中64格的性能比较适中。

(702)按照信号的归一化值是聚类中心的特性，通过格计数值的比较得到归一化值的聚类中心格。

如图3，有信号时信号的归一化值具有聚类中心：按照每格计数值进行从小到大排序，如果最大的格计数是其它格计数两倍以上，则最大计数的格为聚类中心格；如果最大计数格的计数没有超过相邻的格计数的一倍，则相邻的格也为聚类中心格。

如图3，有信号但超出跟踪允许范围时：如果最大格计数为格外计数，则直接设置输出误差为零；格外计数最大表明天线轴向与卫星的偏离在半波束外，此时虽然能检测到但不适宜自跟踪。

如图3，无信号时检测到的归一化值均匀分布，如果最大计数格加相邻格计数没有超过总计数的一半，则认为没有聚类中心格，直接设置输出误差为上次输出误差值。

格计数与聚类中心的判断也可用最大检测概率的方法选择格计数判断门限。如图3，对于可能为干扰的聚类中心，可简单的通过最大计数的聚类中心进行排除。

(703)计算聚类中心格内所有归一化值的均值，以均值为真实的相关归一化均值。

经过以上处理，得到的归一化值的均值，最小可以排除16倍数格内的误判，有效的提高了归一化值的信噪比。

显然判断聚类中心格后计算归一化值的均值的方法针对的是低信噪比与窄带跳频干扰的情况，如果信噪比较高且无干扰时可直接使用缓存P帧的归一化值进行平均。

(8)由相关归一化均值检测得到角误差，P帧内所有缓存的信号功率去除误判后平均得到信号功率输出。

相关归一化均值校正掉通道相移γ′，然后得到天线的角误差。缓存的信号功率去除误判的方法可用一维的直方图统计法。

总之，本发明包括射频和信号与差信号分别经过同源的下变频、模数转换与数字变频等处理后，再分别进行FFT处理、和差信号相关、降采样抽取、干扰检测、角误差检测等的处理步骤，实现了使用高速跳频信号的部分跳频带宽进行非跳频同步的单脉冲角误差解调。本发明基于频域进行双通道单脉冲角误差的数字解调，具有响应速度快、集成化程度高、可工作信噪比低、延时校正方便等的优点，是对现有技术的一种重要改进。

所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子。凡在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种使用高速跳频信号进行单脉冲跟踪解调的方法，天线馈源产生的和信号与差信号分别经过低噪放大、下变频、滤波、模数转换、数字下变频器的同源相同处理后，将选择带宽内的信号变为零中频的数字正交信号；和信号与差信号分别进行同步的2^N点的加窗FFT处理，设选择带宽内的信号转换到2^N个频点的〔-m,m〕区间，m取整数；对和信号FFT区间〔-m,m〕内的所有点取能量值

得到能量频谱帧，其中n为〔-m,m〕内的任一频点；对和信号任意第n点的复数共轭

与差信号FFT对应的第n点Δ_n进行复数相乘，得到

相关频谱帧；对相关频谱帧〔-m,m〕内的所有频点的进行

的时延差校正，得到校正相关帧，其中τ为和通道与差通道的相对时延差，ω为FFT输出的相邻谱线的频率间隔；其特征在于，还包括以下步骤：

(1)对和信号能量频谱帧〔-m,m〕内所有频点进行连续R帧的帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均能量帧；同步的完成校正相关帧所有频点的连续R帧帧间同频点的R次平均后抽取为一帧平均相关帧；其中R帧FFT的持续时间小于等于跳频信号的持续时间的一半；

(2)对和信号连续的M个平均能量帧进行帧间同频点的能量比较后，保留每个频点的最大值得到一个〔-m,m〕内的能量最大保持帧，同步地保留每个频点的能量最大值所在帧相同次序的平均相关帧的频点相关值到一个相关值保持帧；

(3)对和信号能量频谱帧进行R×M帧的同频点的帧间平均抽取，得到一个〔-m,m〕内的和信号平均抽取帧；

(4)通过和信号平均抽取帧判断〔-m,m〕范围内可能存在定频或慢跳频干扰的频点；

(5)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限判断能量最大保持帧的信号频点，完成每个信号频点的相关值保持帧的相关值对和信号能量最大保持帧频点能量值的同频点归一化，然后缓存；

(6)在〔-m,m〕范围内去除干扰频点后，通过信号门限与信号占用频点数判断能量最大保持帧的信号频段，完全在〔-m,m〕范围内的信号频段进行信号频点的能量累加得到含噪信号功率，含噪信号功率减噪声功率后得到跳频信号功率，然后缓存各个信号功率；

(7)每P个连续的M次抽取检测的缓存进行一次信号存在性判断，无信号时重新累积P个连续的M次抽取帧检测；有信号存在时再进行本次缓存归一化值的聚类判断，得到聚类半径内的归一化均值；步骤(7)中得到聚类半径内的归一化均值的具体方式为：

a.建立二维统计直方图，按照最大允许的实部与虚部的绝对值在正、负坐标轴上各均分为四格，得到64个格计数与格外计数组成的二维统计图，所有的信号归一化值的坐标在格内则格计数加1，落在边界线上时按照计数入左、下格的原则进行统计，落在64格直方图外时格外计数加1；

b.按照信号的归一化值具有唯一聚类中心的特性，通过格计数值的比较得到归一化值的聚类中心格；

c.计算聚类中心格内所有归一化值的均值，以均值为真实的相关归一化均值；

(8)由相关归一化均值检测得到角误差，将P帧内所有缓存的信号功率去除误判后求平均，得到信号功率输出。

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