CN113949348A - C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，包括宽带输入功分器、移相网络、载波放大电路和峰值放大电路；载波放大电路由第一输入匹配网络、工作于AB类状态的载波放大器、第一输出匹配网络依次级联而成；峰值放大电路由第二输入匹配网络、工作于C类状态的峰值放大器、第二输出匹配网络依次级联而成；其中第二输出匹配网络由并联漏极馈电电感、串联匹配电感、并联匹配电容及串联隔直电容依次级联而成。相对于传统的氮化镓微波单片集成Doherty功放芯片，本发明能有效拓宽功率放大器的工作带宽，进一步提升功率放大器在回退区的效率，可应用到5G大规模MIMO移动通信系统中。

Description

C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片
技术领域
本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片。
背景技术
随着无线通信技术的发展，调制信号的峰均比也变得越来越高。提升功率放大器在较大回退输出功率处的效率是非常有必要的。同时大规模多入多出技术(MultipleInput Multiple Output,MIMO)技术在第五代移动通信技术(5G)中的大规模应用使得对单功放输出功率的需求降低，对功放尺寸小型化的需求提升。基于氮化镓(GaN)的高电子迁移率单片集成Doherty功放芯片是满足以上需求的最佳选择之一，因而引起了广泛关注。
简单起见，在传统的氮化镓单片集成Doherty功放芯片设计中，峰值放大器的输出匹配网络通常采用与载波放大器相同的输出匹配网络进行匹配，并不考虑峰值放大器偏置在C类工作状态时输出电容对Doherty功率放大器负载调制行为的影响。然而这与实际情况并不相符，且会对Doherty功率放大器的宽带特性产生不利影响。
发明内容
发明目的：为了解决现有技术中的不足，本发明提供的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，相对于传统的氮化镓微波单片集成Doherty功放芯片可有效拓宽功率放大器的工作带宽，进一步提升功率放大器在回退区的效率。
技术方案：为实现上述发明目的，本发明的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片采用如下技术方案：
该功放芯片包括宽带输入功分器、移相网络、载波放大电路和峰值放大电路；宽带输入功分器的输入端与射频信号输入端连接；宽带输入功分器的第一输出端连接到移相网络的输入端，第二输出端连接到峰值放大电路的输入端；移相网络的输出端连接到载波放大电路的输入端；载波放大电路的输出端和峰值放大电路的输出端共同连接到射频信号输出端；
其中，载波放大电路由第一输入匹配网络、工作于AB类状态的载波放大器和第一输出匹配网络依次级联而成，其中第一输入匹配网络另一端与第一外部供电端电路连接，第一输出匹配网络另一端与第二外部供电端电路连接；峰值放大电路由第二输入匹配网络、工作于C类状态的峰值放大器和第二输出匹配网络依次级联而成，其中第二输入匹配网络另一端与第三外部供电端电路连接，第二输出匹配网络另一端与第四外部供电端电路连接。
进一步的，所述第二输出匹配网络由并联漏极馈电电感、串联匹配电感、并联匹配电容以及串联隔直电容依次级联而成。
进一步的，所述并联漏极馈电电感的电感值LP1由以下公式确定：
Figure BDA0003320892760000021
其中，ω0是Doherty功放芯片工作频段的中心频率处的角频率，COUT是工作于C类状态的峰值放大器在工作频段中心频率处偏置于C类状态下的输出电容。
进一步的，所述第一输入匹配网络和所述第二输入匹配网络拓扑结构相同。
进一步的，所述宽带输入功分器、移相网络、第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第一输出匹配网络、第二输出匹配网络中的元件均为集总元件。
进一步的，所述工作于AB类状态的载波放大器为高电子迁移率晶体管。
进一步的，所述工作于C类状态的峰值放大器为高电子迁移率晶体管。
有益效果：相对现有技术而言，本发明具有如下优点：
1、C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，通过合理补偿峰值放大器在C类工作状态下的输出电容，进一步展宽Doherty功率放大器的工作带宽；
2、本发明提供的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片中，所有元件全部采用集总元件，相较于传统的Doherty功放芯片，进一步大大减少了电路面积，整体结构更为紧凑，面积更小，成本低，在集成芯片中具有更大的应用优势和更广的应用空间，可广泛应用于第五代移动通信系统中；
总体而言，本发明提供的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，回退及饱和效率高，结构紧凑，占用面积小，在较宽的频率范围内具有良好的功率效率特性，较小的增益波动以及较低的插入损耗，可以很好地作为功率放大器件广泛应用在第五代移动通信大规模MIMO系统中。
附图说明:
图1为本实施例的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片的电路结构原理框图；
图2为本发明具体实施方式中不考虑(情况I)、考虑且适当补偿(情况II)、考虑但过度补偿(情况III)峰值放大器偏置在C类状态下的输出电容时的Doherty功放芯片回退效率仿真结果；
图3为本发明具体实施方式中不考虑(情况I)、考虑且适当补偿(情况II)、考虑但过度补偿(情况III)峰值放大器偏置在C类状态下的输出电容时的Doherty功放芯片饱和效率仿真结果；
图4为本发明具体实施方式中C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片的饱和功率、效率以及回退效率随频率变化的实测曲线。
图中有：宽带输入功分器1，移相网络2，载波放大电路9，峰值放大电路10，第一输入匹配网络3，工作于AB类状态的载波放大器5，第一输出匹配网络7；第二输入匹配网络4，工作于C类状态的峰值放大器6，第二输出匹配网络8；第一外部供电端Vgc，第二外部供电端Vdc，第三外部供电端Vgp，第四外部供电端Vdp，射频信号输入端RFIN，射频信号输出端RFOUT，第一输出端Zout1，第二输出端Zout2；并联漏极馈电电感LP1，串联匹配电感LP2，并联匹配电容CP1，串联隔直电容CP2。
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明做进一步的详细说明，以下实施列对本发明不构成限定。
本实施例提供的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，如图1所示，该功放芯片包括宽带输入功分器1、移相网络2、载波放大电路9和峰值放大电路10；宽带输入功分器1的输入端与射频信号输入端RFIN连接；宽带输入功分器1的第一输出端Zout1连接到移相网络2的输入端，第二输出端Zout2连接到峰值放大电路10的输入端；移相网络2的输出端连接到载波放大电路9的输入端；载波放大电路9的输出端和峰值放大电路10的输出端共同连接到射频信号输出端RFOUT；
其中，载波放大电路9由第一输入匹配网络3、工作于AB类状态的载波放大器5和第一输出匹配网络7依次级联而成，其中第一输入匹配网络3另一端与第一外部供电端Vgc电路连接，第一输出匹配网络7另一端与第二外部供电端Vdc电路连接；峰值放大电路10由第二输入匹配网络4、工作于C类状态的峰值放大器6和第二输出匹配网络8依次级联而成，其中第二输入匹配网络4另一端与第三外部供电端Vgp电路连接，第二输出匹配网络8另一端与第四外部供电端Vdp电路连接。
其中，第二输出匹配网络8由并联漏极馈电电感LP1、串联匹配电感LP2、并联匹配电容CP1以及串联隔直电容CP2依次级联而成。
第二输出匹配网络8中并联漏极馈电电感LP1的电感值由以下公式确定：
Figure BDA0003320892760000041
其中ω0是Doherty功放芯片工作频段的中心频率处的角频率，COUT是工作于C类状态的峰值放大器6在工作频段中心频率处偏置于C类状态下的输出电容。
下面选取三种情况为例来进行仿真以进一步详细说明：
情况Ⅰ：COUT＝1.21pF，LP1＝1.09nH；
情况Ⅱ：COUT＝1.21pF，LP1＝0.82nH；
情况Ⅲ：COUT＝1.21pF，LP1＝0.66nH；
以上三种情况分别对应实际中三种情形：I、不考虑峰值放大器偏置在C类时的输出电容影响；II、考虑且合理补偿峰值放大器偏置在C类时的输出电容；III、考虑但过度补偿峰值放大器偏置在C类时的输出电容。
图2是上述三种情况下Doherty功放芯片理想回退效率的仿真结果，从结果可以看出不考虑峰值放大器偏置在C类时的输出电容影响(情况I)和过度补偿峰值放大器偏置在C类时的输出电容(情况III)均会对Doherty功放芯片回退时的宽带特性产生不利影响。
图3是上述三种情况下Doherty功放芯片理想饱和效率的仿真结果，从结果可以看出不考虑峰值放大器偏置在C类时的输出电容影响(情况I)和过度补偿峰值放大器偏置在C类时的输出电容(情况III)均会对Doherty功放芯片饱和时的宽带特性产生不利影响。因此只有考虑且合理补偿峰值放大器偏置在C类时的输出电容才可以确保Doherty功放芯片具有良好的宽带特性。
在本实施例中，第一输入匹配网络3和第二输入匹配网络4拓扑结构相同；
在本实施例中，上述宽带输入功分器1、移相网络2、第一输入匹配网络3、第二输入匹配网络4、第一输出匹配网络7、第二输出匹配网络8中的元件均为集总元件。
在本实施例中，工作于AB类状态的载波放大器5和工作于C类状态的峰值放大器6均为高电子迁移率晶体管。
图4为本具体实施方式中Doherty功放芯片的大信号特性测试结果。本具体实施方式的Doherty功放芯片的中心频率为5.05GHz，带宽为900MHz，全频带饱和功率为41.1-41.6dBm，饱和效率为57.6-63.3％。6-dB回退效率高于53.3％。低功率区的功率增益大于10.8dB。仿真结果与测试结果具有良好的一致性。
如上所述，尽管参照特定的优选实施例已经表示和表述了本发明，但其不得解释为对本发明自身的限制。在不脱离所附权利要求定义的本发明的精神和范围前提下，可对其在形式上和细节上作出各种变化。

Claims (7)

1.一种C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，该功放芯片包括宽带输入功分器(1)、移相网络(2)、载波放大电路(9)和峰值放大电路(10)；宽带输入功分器(1)的输入端与射频信号输入端(RFIN)连接；宽带输入功分器(1)的第一输出端(Zout1)连接到移相网络(2)的输入端，第二输出端(Zout2)连接到峰值放大电路(10)的输入端；移相网络(2)的输出端连接到载波放大电路(9)的输入端；载波放大电路(9)的输出端和峰值放大电路(10)的输出端共同连接到射频信号输出端(RFOUT)；
其中，载波放大电路(9)由第一输入匹配网络(3)、工作于AB类状态的载波放大器(5)和第一输出匹配网络(7)依次级联而成，其中第一输入匹配网络(3)另一端与第一外部供电端(Vgc)电路连接，第一输出匹配网络(7)另一端与第二外部供电端(Vdc)电路连接；峰值放大电路(10)由第二输入匹配网络(4)、工作于C类状态的峰值放大器(6)和第二输出匹配网络(8)依次级联而成，其中第二输入匹配网络(4)另一端与第三外部供电端(Vgp)电路连接，第二输出匹配网络(8)另一端与第四外部供电端(Vdp)电路连接。
2.如权利要求1所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述第二输出匹配网络(8)由并联漏极馈电电感(LP1)、串联匹配电感(LP2)、并联匹配电容(CP1)以及串联隔直电容(CP2)依次级联而成。
3.如权利要求2所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述并联漏极馈电电感(LP1)的电感值LP1由以下公式确定：
Figure FDA0003320892750000011
其中，ω0是Doherty功放芯片工作频段的中心频率处的角频率，COUT是工作于C类状态的峰值放大器(6)在工作频段中心频率处偏置于C类状态下的输出电容。
4.如权利要求1所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述第一输入匹配网络(3)和所述第二输入匹配网络(4)拓扑结构相同。
5.如权利要求1所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述宽带输入功分器(1)、移相网络(2)、第一输入匹配网络(3)、第二输入匹配网络(4)、第一输出匹配网络(7)、第二输出匹配网络(8)中的元件均为集总元件。
6.如权利要求1所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述工作于AB类状态的载波放大器(5)为高电子迁移率晶体管。
7.如权利要求1所述的C类功放输出电容影响的氮化镓Doherty功放芯片，其特征在于，所述工作于C类状态的峰值放大器(6)为高电子迁移率晶体管。
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