CN113949078B - 附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，包括以下步骤：基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；从所述振荡频率中获取次同步抑制信号，所述次同步抑制信号为所述双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；调节所述次同步抑制信号的幅值；将调节幅值后的所述次同步抑制信号注入双馈风机转子侧变流器的控制环中。本发明的目的在于提供一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，保证次同步阻尼控制器中的带通滤波器的中心频率准确跟踪振荡频率，从而完整提取次同步振荡分量，避免相位补偿环节。

Description

附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法

技术领域

本发明涉及双馈风机技术领域，尤其涉及一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法。

背景技术

随着风力发电比例逐渐提高，双馈风机与电网之间相互作用引起的次同步振荡(Subsynchronous Oscillation，SSO)问题也日益突出，严重威胁电力系统的安全稳定。

目前抑制SSO的策略主要有两大类：

1)在电网侧安装具备次同步振荡抑制功能的FACTs装置或专门的次同步振荡抑制装置；

2)调整双馈风机变流器的结构或参数。

由于专门安装大容量的补偿设备来抑制SSO具有较高的成本，所以策略2)更适用于实际工程中的应用。

现有技术中，通过调整风机变流器的结构或参数来抑制SSO比较常见的方法是：在双馈风机变流器控制器中附加次同步阻尼控制器(Subsynchronous Damping Controller，SSDC)，次同步阻尼控制器利用转子电流i_dr和i_qr作为输入控制信号，通过二阶带通滤波器提取转子电流中的SSO分量，再通过一个PID控制器补偿相位和幅值后嵌入RSC。结果表明，这种方法虽然能够有效抑制SSO且不影响双馈风机的稳态性能、动态性能和低电压穿越能力，然而，该方法通过历史经验或数据离线确定带通滤波器(Band Pass Filter,BPF)参数，无法精确提取次同步分量。

发明内容

本发明的目的在于提供一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，保证次同步阻尼控制器中的带通滤波器的中心频率准确跟踪振荡频率，从而完整提取次同步振荡分量，避免相位补偿环节。

本发明通过下述技术方案实现：

在本申请的第一个方面中，本申请提供了一种次同步阻尼控制器，应用于双馈风机转子侧变流器控制环中，其中，次同步阻尼控制器包括：

频率检测模块，基于固有时间尺度分解算法实时获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；

带通滤波器，用于从所述振荡频率中获取次同步抑制信号，所述次同步抑制信号为所述双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

P控制器，用于调节所述次同步抑制信号的幅值，并将调节幅值后的所述次同步抑制信号传输至所述双馈风机转子侧变流器控制环中。

优选地，所述频率检测模块包括：

获取模块，用于获取所述电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；

第一计算模块，用于根据所述极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号的点L_k+1：

拟合模块，用于将所述低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

第二计算模块，用于获取所述振荡曲线L_t的过零点，并根据所述过零点计算所述电流信号的振荡频率。

优选地，所述振荡频率为：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1))；

L_k+1*L_k＜0；

f_sub表示振荡频率，dt₁表示所述电流信号的采样时间，t_z和t_z-1表示所述振荡曲线中连续的两个过零点的横坐标，L_z表示横坐标为t_z的过零点的纵坐标。

优选地，所述P控制器的比例增益系数大于转子侧变流器电流环比例增益系数。

优选地，所述带通滤波器的阻尼比取值范围为0.4～0.8。

优选地，所述带通滤波器的阻尼比设置为0.4。

优选地，所述带通滤波器为二阶带通滤波器。

在本申请的第二个方面中，本申请提供了一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，采用如上所述的次同步阻尼控制器，包括以下步骤：

基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；

从所述振荡频率中获取次同步抑制信号，所述次同步抑制信号为所述双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

调节所述次同步抑制信号的幅值；

将调节幅值后的所述次同步抑制信号注入双馈风机转子侧变流器的控制环中。

优选地，所述基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率包括以下步骤：

获取所述电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；根据所述极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号点L_k+1：

将所述低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

获取所述振荡曲线L_t的过零点，并根据所述过零点计算所述电流信号的振荡频率。

优选地，所述振荡频率为：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1))；

L_k+1*L_k＜0；

f_sub表示振荡频率，dt₁表示所述电流信号的采样时间，t_z和t_z-1表示所述振荡曲线中连续的两个过零点的横坐标，L_z表示横坐标为t_z的过零点的纵坐标。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、利用ITD算法为次同步阻尼控制器中的带通滤波器提供双馈风机输出电流信号中的次同步分量的实时频率，保证BPF将振荡频率设计在中心位置，从而完整提取振荡分量，避免相位补偿环节；

2、改进后的ITD算法大大减小了监测所需的数据量，相比常用的Prony、ERA等具有复杂矩阵运算的振荡检测方法而言计算量更小更适用于实时监测。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1为聚合DFIG接入串补线路等效模型；

图2为三种SSDC的结构及其嵌入点；

图3为串补度50％时三种SSDC的抑制性能对比及串补度0％～50％提高时的根轨迹；

图4为三种SSDC的抑制范围；

图5为SSDC3的d轴输出信号与中SSO分量；

图6为系统在不同k_p3下的阻抗模型；

图7为系统在k_p3从0增大到1.2时的根轨迹；

图8为ITD算法分解原理图；

图9为三种振荡监测算法的频率跟踪性能；

图10为不同ζ下系统的电阻值增益；

图11为改进后的SSDC3:a)控制器结构b)发生SSO时的电流波形与SSO频率；

图12为风速5m/s，串补度10～80％变化的根轨迹；

图13为SSDC抑制性能测试；

图14为改进SSDC3后DFIG的低电压穿越能力测试。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

实施例1

随着风力发电比例逐渐提高，双馈风机与电网之间相互作用引起的次同步振荡(Subsynchronous Oscillation，SSO)问题也日益突出，严重威胁电力系统的安全稳定。

目前抑制SSO的策略主要有两大类：

(1)在电网侧安装具备次同步振荡抑制功能的FACTs装置或专门的次同步振荡抑制装置；

(2)调整双馈风机变流器的结构或参数。

由于专门安装大容量的补偿设备来抑制SSO具有较高的成本，所以策略(2)更适用于实际工程中的应用。

调整风机变流器的结构或参数来抑制SSO进一步分为三类方法：

①：调整双馈风机变流器关键参数，但是使用该方法改变风机控制参数可能会改变风机的动态性能和故障穿越性能；

②：利用先进的非线性控制器取代现有PI控制器，使用该方法在实际应用中会受到复杂控制结构和计算量的限制；

③：在双馈风机变流器控制器中附加次同步阻尼控制器(SubsynchronousDamping Controller，SSDC)，该方法由其结构简单且易于实现，在实际工程中得到了广泛的应用。

目前，有三种SSDC较为成熟且被广泛接受：

1)SSDC1将线路补偿电容电压有效值V_c用作SSDC的输入控制信号，其输出被嵌入到网侧变流器控制器(Grid Side Converter，GSC)中，结果表明将V_c用作控制信号具有良好的抑制效果。

2)SSDC2将转子转速ω_r通过二阶带通滤波器选出次同步分量，再经过相位和幅值的补偿后同时嵌入到转子侧变流器(Rotor Side Converter，RSC)的d轴和q轴的输出电压回路中，实现多种工况下的次同步振荡抑制。

3)SSDC3利用转子电流i_dr和i_qr作为输入控制信号,通过二阶带通滤波器提取转子电流中的SSO分量，通过一个PID控制器补偿相位和幅值后嵌入RSC。结果表明，这种方法能够有效抑制SSO且不影响双馈风机的稳态性能、动态性能和低电压穿越能力。

三种SSDC的结构及其嵌入点如图2所示，为了对比研究三种SSDC的性能，使用如图图1所示的聚合了100台1.5MW双馈风机的串补系统来测试，系统参数来源于ERCOT风力发电系统。DFIG、变压器、输电线路的参数如表1所示：

表1 DFIG、变压器、输电线路的参数

当风速为9m/s时，将等效模型的串补度提高到30％，系统发生SSO。

以下对三种SSDC的性能进行说明：

(1)抑制性能及鲁棒性

抑制次同步振荡时，功率波形的超调量反映了阻尼控制器的抑制强度，调整时间反映了抑制速度，超调量越小，调整时间越短，对振荡的抑制能力就越强。图3(a)展示了无SSDC和分别附加了三种SSDC时风机输出功率的波形，图3(b)展示了串补度提高时主导SSO模态的根轨迹。可见SSDC3具有最小超调量和最短调整时间，同时，其主导SSO的模态距离虚轴最远，对SSO的阻尼最大，因此该方案具有最好的抑制性能和最强的鲁棒性。

(2)阻尼控制器参数的适用范围

由于SSDC性能具有差异性，部分SSDC只使用一套固定控制参数时其适用范围较小，不能在所有工况下都实现抑制，此时，需要根据运行工况适当调整控制参数以扩大抑制范围。图4展示了串补度和风速在可能的范围内变化组成的72种工况下三种方法的抑制效果，各SSDC参数为风速9m/s，串补度40％下的最优值，所有滤波器的中心频率自适应选择为该工况下的SSO频率，图中每一格代表一个运行工况。结果表明，SSDC1仅能抑制60％工况下的失稳，抑制范围最小。因此，需要为该方法为其设计辅助控制器，根据工况选择最佳参数使其在更大范围实现抑制；SSDC2可以实现94％工况下抑制；SSDC3可以实现全部工况抑制。考虑到SSDC1需要实时的串补度和风速信息，因此SSDC2和SSDC3具有更高的容错性能。

(3)阻尼控制器输入控制信号的采集难度

SSDC的输入信号应具备易于采集和快速传输的特点，从而降低信号采集带来的时延。采集和传输串补电容电压需要设计专用的信号传递通道，而转子转速、转子电流可以就地采集，更适用于实时控制，因此SSDC2和SSDC3更适用于实际工程。

因此，SSDC3在对SSO的抑制性能、鲁棒性、控制器参数适用范围、控制器输入控制信号的采集难度等方面的比较下更具有优势。然而，该方法通过历史经验或数据离线确定带通滤波器(Band Pass Filter,BPF)参数，无法精确提取次同步分量。

为了弥补该方法的缺陷，发明人首先研究了SSDC3的抑制机理和控制参数对抑制性能的影响，然后改进该SSDC，提出基于固有时间尺度分解算法(Intrinsic Time-ScaleDecomposition，ITD)的双馈风机次同步阻尼控制器，利用ITD算法实时监测双馈风机输出电流信号中的振荡分量，向SSDC中的带通滤波器准确提供电网中的振荡频率，避免了SSDC3的相位补偿环节，简化SSDC的控制器，实现对SSO的精准抑制。

SSDC3工作机理的说明：

SSDC3主要由SSO提取模块和控制模块两部分构成，提取模块主要利用一个二阶带通滤波器提取SSO分量，控制模块利用一个PID控制器来补偿被提取信号的幅值和相位。图5展示了抑制信号的工作原理，SSDC3输出的d轴抑制信号经过PID调节，与RS C电压中SSO分量几乎重叠，相减后输出电压次同步分量近似为0，这样就使得RSC呈现短路状态，削弱了负阻尼效应。

可见，在附加SSDC3后，阻尼控制器提升了次同步频率下电阻值，消除了引发感应电机效应(Induction Generator Effect，IGE)的负电阻，提高了系统对SSO的阻尼。图6展示了风速9m/s，串补度50％下系统的阻抗模型，其中，k_p3是PID控制器的比例增益系数。曲线k_p3＝0表示不附加SSDC3的阻抗模型，此时谐振频率f_SSO1＝9.5Hz，曲线k_p3＝0.6表示经过优化后得到SSDC3控制参数的曲线，BPF中心频率选择f_SSO1。可见，附加SSDC3后，在f_SSO1下系统的电阻值由负值被提升到正值，实现了对IGE的抑制。

在消除引发IGE的负电阻时，次同步频率下的电阻值提升越大，系统的阻尼就越强，该电阻值的增量主要由控制器的比例增益系数k_p3决定，如图6所示。但是，使用过大的k_p3会导致系统不稳定，因此在设计参数时应将该值控制在合理范围内，原因如下：

如图7所示的在串补度50％时，附加SSDC3后系统随k_p3由0～1.2增大的根轨迹，其中“X”代表根轨迹起点，“O”代表根轨迹终点；可见随着k_p3增大主导SSO的模态由坐标轴右半平面向左移动并越过虚轴进入左半平面。因此k_p3越大，系统对SSO的抑制能力确实越强。然而，一个在实轴负半轴，频率略高于SSO但仍属于次同步频率范围内的模态随k_p3的增大快速右移，最终越过虚轴进入右半平面，这个模态在附加SSDC3后出现，由滤波器引入。表2展示了k_p3＝0.6时主导该模态的状态变量及其影响因子：

表2 k_p3＝0.6时主导该模态的状态变量及其影响因子

其中S_filter1～S_filter4是SSDC3中二阶带通滤波器的四个状态变量，分别是定子和转子的磁链，ΔV_cd和ΔV_cq是电容电压，代表了系统的串补度，ΔI_d和ΔI_q是风机的输出电流。可见该模态主要由SSDC3中滤波器与电机相互作用导致不稳定，且k_p3越大，带通滤波器状态变量的影响因子越大，系统越容易失稳，另外，该模态还受到线路串补度的影响。综上，SSDC3中带通滤波会导致系统失稳，且k_p3越大，失稳风险越大。

为了研究提高k_p3时系统失稳的物理意义，建立不同k_p3时系统的阻抗模型，如图6，其中SSDC3中BPF的中心频率选择SSO频率。当k_p3＝1.2时，虽然SSDC使系统在谐振频率f_SSO1下提升了相对较大的电阻值，但是带通滤波器在略高于f_SSO1处提供了较大容性电抗，使得当f_SSO2＝25.4Hz时，系统整体电抗为零，此时，在该频率下电阻值为负值，产生新的SSO，即为滤波器引入的SSO。

综上，SSDC3中PI控制器参数k_p3的选取尤为关键，当取值过小时，控制器为系统提供的电阻值不足以抵消引发IGE的负电阻，当取值过大时控制器会引入新的SSO。因此，在参数设计时，需要综合考虑这两个方面，使系统兼顾稳定性和SSO抑制性能，本实施例针对参数设计提出以下建议：

1)引发IGE时，谐振频率处的负电阻主要由RSC电流环比例增益系数k_pR3和转子电阻R_r组成，在抑制SSO时，SSDC提供的电阻值需要完全抵消该负电阻才能使系统稳定。如图2，如果忽略转子电流参考值和中的SSO分量和转子电阻，k_p3取值应不小于RSC电流环比例增益系数k_pR3；

2)当k_p3>k_pR3时，系统给SSO提供更大的阻尼，同时也增加了滤波器SSO模态失稳的风险，因此，从保证系统在能够抑制SSO前提下安全稳定性最高的角度来设计，k_p3可由k_pR3逐渐增大直至满足系统稳定性要求；

3)SSDC3中的积分系数k_i3和微分系数k_d3主要用于调节SSDC3输出信号的相位。若BPF设计合理，提取的振荡分量无相位偏移，那么k_i3和k_d3均可设计为0，即输出信号与转子电流同向，使RSC呈现“虚拟电阻”特性，从而抑制IGE。

由于原SSDC3固定了滤波器中心频率，当实际SSO频率偏移该频率时，BPF输出信号会有相位变化。因此，原SSDC3采用较大带宽的滤波器，并通过积分或微分环节来修正抑制信号的相位，使之适应复杂多变的工况。然而，这一解决方案不仅复杂了控制器设计，且只能在工况偏离预期不大时适用。针对该问题，本实施例提出基于ITD算法的自适应BPF参数设计方法，保证BPF中心频率与实际SSO频率相同，从而完整提取SSO分量，避免相位偏移。

基于ITD算法的自适应BPF设计

SSDC3中的带通滤波器BPF对于振荡抑制具有重要作用，由其传递函数(1)可知，滤波器参数中心频率f_n、阻尼比ζ的设计决定了SSDC的性能，其中，ω_n＝2πf_n。理想的BPF应将SSO频率设计在中心位置，从而完整提取振荡分量并且不产生相位偏移。原SSDC3中BPF的中心频率f_n根据历史经验或数据离线确定，在实际应用中可能存在偏差，从而需要k_i3和k_d3补偿相位，且补偿效果难以得到保证。为此，本实施例提出根据实时监测数据提取振荡频率，自适应设计BPF参数，使得SSDC3在具有随机性的风电系统中更具鲁棒性。

选取计算量小、算法简单、性能优秀的SSO频率提取算法有利于对信号实时监测，在本发明中选用ITD算法来监测SSO并向BPF提供振荡频率。

ITD算法可以自适应分解信号成多个振荡分量。其提取原理是，通过线性插值拟合原始信号的包络线，利用信号极值点附近上下两条包络线确定信号内振荡分量的关键点，通过插值拟合关键点即可得到低频振荡信号，原始信号减去该低频信号可以得到高频振荡信号，算法的具体介绍如下：

对于原始信号X_t，(t≥0)，定义低频振荡信号提取算子可分离出一个低频振荡信号L_t和一个高频的信号H_t，X_t可以被表示为：

其中，

确定原始信号X_t的区间内的所有极值点X_k及对应时刻τ_k,(k＝1,2,3,...)，如图8，假设L_t和H_t存在于区间[0,τ_k]，X_t存在于[0,τ_k+2]，则可以在[τ_k,τ_k+1]的区间内定义一个低频率信号提取算子使得：

其中，L_k＝L(τ_k)，L_k+1决定了低频信号，且

信号分解以后，剩余高频信号H_t，定义其提取算子那么：

算法采样率设定1000Hz，使用电流信号来辨识振荡因为振荡分量在电流中更明显。算法分解时，低频分量L_t即为次同步分量，高频分量H_t即为基波分量。

尽管如此，原始ITD算法因为需要保存大量的数据来保持窗长内存在连续极值点而不适用于实时监测。为此，将其改进，使迭代运行：

由(3)可知，振荡分量的关键点L_k由原始信号X_t的极值点决定，对于连续的两个极值点，若满足(6)，那么一定存在一个过零点(t_z,L_z),t_z∈[τ_k,τ_k+1]，其对应的X_z可以由(7)得到。

L_k+1*L_k＜0 (6)

由于原始曲线在两个极值点之间单调，因此可以计算X_z的横坐标，即为振荡分量过零点的横坐标t_z。

由振荡曲线连续的两个过零点的横坐标(t_z-1,t_z)可解得振荡频率：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1)) (8)

其中f_sub是振荡分量的瞬时频率，每检测到一个过零点更新一次，d_t1是X_t的采样时间。

改进后的ITD算法大大减小了监测所需的数据量，相比常用的Prony、ERA等具有复杂矩阵运算的振荡检测方法而言计算量更小更适用于实时监测。三种方法的频率检测性能如图9，各算法窗长统一选择100ms，采样率1000Hz以便公平比较。被测试信号建模为(9)，其中fre为5～40Hz变化的信号频率。可见，三种方法都可以准确跟踪振荡频率。

y＝100*cos(2*π*60*t)+10*cos(2*π*fre*t) (9)

由于电力系统稳态运行时，输出电流内部必然存在微弱波动，在本发明中增加幅值条件以防止这些波动干扰滤波器的频率选择，如：当振荡信号L_t幅值超过基波H_t幅值的10％时改变滤波器中心频率。

阻尼比ζ的设计

滤波器的阻尼比ζ取值越小，其通带就越窄，能提高电阻值的带宽也越窄，这在具有时变性和随机性的风电系统中降低了鲁棒性。ζ取值越大，系统容错率越高，但会给20～50Hz频带带来电阻值增量。自适应选择频率后的SSDC3实现了精准抑制，无需再在整个次同步频带上都为系统提供阻尼，所以在设计ζ时应减小对频带外造成影响。因此，设计BPF的ζ考虑以下几点原则：

①嵌入系统后鲁棒性强；

②电阻值增量在目标频率处大，目标频带外小；

③本发明中采用的滤波器属于二阶系统，为了保证系统在抑制振荡时有较好的动态性能，阻尼比ζ取在经验值范围0.4～0.8内；

如图10，取ζ＝0.4～0.8时为系统提供的电阻值增益，其中谐振频率为f_SSO1。可见在谐振频率处提供电阻值增益相同，但ζ越小时，在20～50Hz频带的增益就越小，因此BPF的ζ最优值取0.4。

如图11所示，改进后SSDC3的控制结构如图11(a)所示，图11(b)展示了发生SSO时风机的输出电流波形与ITD检测到的频率信号。ITD环节实时监测振荡分量，在t＝10s时发生SSO，此后振荡电流的幅值超过阈值，SSDC3将中心频率发送给BPF模块，当SSO被抑制后滤波器中心频率不再改变。控制器部分仅由比例环节构成，其值应不小RSC内环比例增益。

综上，本实施例提供的次同步阻尼控制器包括：

频率检测模块，基于固有时间尺度分解算法实时获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；具体地，频率检测模块包括：

获取模块，用于获取电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；

第一计算模块，用于根据极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号的点L_k+1：

拟合模块，用于将低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

第二计算模块，用于获取振荡曲线L_t的过零点，并根据过零点计算电流信号的振荡频率；

带通滤波器，用于从振荡频率中获取次同步抑制信号，本实施例中的次同步抑制信号即为双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

P控制器，用于调节次同步抑制信号的幅值，并将调节幅值后的次同步抑制信号传输至双馈风机转子侧变流器控制环中以抑制次同步振荡SSO。

在众多双馈风机的次同步振荡抑制方案中，附加SSDC3因良好的抑制性能而更具有优势，但是SSDC3无法精确提取次同步分量，为了弥补该方法的缺陷，本实施例对SSDC3进行了改进，提出了一种新的附加于双馈风机转子侧变流器控制环中的次同步阻尼控制器，利用ITD算法实时监测双馈风机输出电流信号中的振荡分量，向SSDC中的带通滤波器准确提供电网中的振荡频率，保证带通滤波器的中心频率准确跟踪振荡频率，从而完整提取振荡分量，避免相位补偿环节。

进一步地，本实施例中的带通滤波器设置为二阶带通滤波器，为了保证系统在抑制振荡时有较好的动态性能，阻尼比ζ取在经验值范围0.4～0.8内；如图10，取ζ＝0.4～0.8时为系统提供的电阻值增益，其中谐振频率为f_SSO1。可见在谐振频率处提供电阻值增益相同，但ζ越小时，在20～50Hz频带的增益就越小，因此BPF的ζ最优值取0.4。

进一步地，本实施例中的P控制器仅由比例环节构成，其比例增益系数应不小转子侧变流器电流环比例增益系数。

实施例2

本实施例提供了一种附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，采用如上实施例1所提供的次同步阻尼控制器，包括以下步骤：

基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；

从振荡频率中获取次同步抑制信号，本实施例所说的次同步抑制信号即为双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

调节次同步抑制信号的幅值；

将调节幅值后的次同步抑制信号注入双馈风机转子侧变流器的控制环中。

其中，基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率包括以下步骤：

获取电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；

根据极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号点L_k+1：

将低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

获取振荡曲线L_t的过零点，并根据过零点计算所述电流信号的振荡频率：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1))；

L_k+1*L_k＜0；

f_sub表示振荡频率，dt₁表示所述电流信号的采样时间，t_z和t_z-1表示所述振荡曲线中连续的两个过零点的横坐标，L_z表示横坐标为t_z的过零点的纵坐标。

在众多双馈风机的次同步振荡抑制方案中，附加SSDC3因良好的抑制性能而更具有优势，但是SSDC3无法精确提取次同步分量，为了弥补该方法的缺陷，本实施例对SSDC3进行了改进，提出了一种新的附加于双馈风机转子侧变流器控制环中的次同步阻尼控制器，利用ITD算法实时监测双馈风机输出电流信号中的振荡分量，向SSDC中的带通滤波器准确提供电网中的振荡频率，保证带通滤波器的中心频率准确跟踪振荡频率，从而完整提取振荡分量，避免相位补偿环节。

实施例3

本实施例用于验证上述实施例1提供的一种次同步阻尼控制器的抑制性能。

1)根轨迹性能验证

利用根轨迹法与原SSDC3对比分析来验证所改进后方案的抑制性能。SSDC3的滤波器中心频率固定为风速9m/s，串补度40％下的SSO频率，为了提高系统在整个次同步频带上的阻尼，SSDC3将阻尼比ζ固定为2以保障在较大范围内具有抑制能力。本申请所提方案的滤波器中心频率自适应改变，ζ固定在0.4。

为了验证改进后SSDC3的性能，固定风速5m/s，串补度在10～80％变化，如图12所示，图12中，“+”是根轨迹起点，“O”是终点图，其中，12(a)展示附加改进SSDC3后系统的根轨迹，图12(b)展示附加原SSDC3的根轨迹。当串补度增加时，系统的谐振频率也随之改变，尽管原SSDC3选用较大的阻尼比ζ＝2来提升整个次同步频带上的阻尼，但是当串补度提高导致振荡频率改变足够大时，滤波器为该频率处电阻值提供的增量较低，不足以抵消原有负电阻，整体仍呈现负阻性。另外，选用较大的ζ也改变了目标频带外系统阻抗特性。相比较而言，本申请所改进的方案自适应选择滤波频率，实现了精准抑制，具更强的稳定性。

2)硬件在环实验验证

SSDC抑制性能测试：通过硬件在环实验验证改进抑制方案的鲁棒性和动态性能。在StarSim HIL实时仿真软件中搭建图1模型并在实时仿真平台MT6020中运行，仿真步长1μs，控制步长设置50μs，其中ITD算法采样步长设置1ms。

模型风速设定9m/s，初始串补度10％，风机正常稳定运行。提高串补度至50％后引发振荡频率为9.5Hz的SSO。图13(a)展示了无SSDC时双馈风机输出功率波形，图13(b)展示了附加所改进抑制方案后风机输出功率波形，可见，附加SSDC后提高串补度，引发的功率振荡得到抑制，随后快速平息，恢复到正常运行状态，因此附加所提出控制方案能够有效抑制SSO。

动态性能测试——三相故障测试：风力发电必须保证风机在电网故障引起的电压下降期间保持在线。在t＝380ms时，系统在双回输电线路中的一条线路上发生三相接地短路故障，100ms后切除线路，在发生故障时，三相电压降低至额定电压的33％，图14展示了A相输出电流、三相电压、风机输出功率波形。仿真结果表明，改进后的SSDC3不影响双馈风机的低电压穿越能力，因为安装的阻尼控制器只在次同步频率范围内工作，不会影响基频的动态的特性。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种次同步阻尼控制器，其特征在于，应用于双馈风机转子侧变流器控制环中，其中，次同步阻尼控制器包括：

频率检测模块，基于固有时间尺度分解算法实时获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；

带通滤波器，用于从所述振荡频率中获取所述双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

P控制器，仅由比例环节构成，用于调节所述次同步振荡分量的幅值，并将调节幅值后的所述次同步振荡分量传输至所述双馈风机转子侧变流器控制环中；

所述带通滤波器输出的次同步振荡分量经过P控制器调节后相位保持不变，与传输至双馈风机转子侧变流器控制环中次同步振荡分量相位保持一致。

2.根据权利要求1所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述频率检测模块包括：

获取模块，用于获取所述电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；

第一计算模块，用于根据所述极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号的点L_k+1：

拟合模块，用于将所述低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

L表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

第二计算模块，用于获取所述振荡曲线L_t的过零点，并根据所述过零点计算所述电流信号的振荡频率。

3.根据权利要求2所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述振荡频率为：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1))；

L_k+1*L_k＜0；

f_sub表示振荡频率，dt₁表示所述电流信号的采样时间，t_z和t_z-1表示所述振荡曲线中连续的两个过零点的横坐标，L_z表示横坐标为t_z的过零点的纵坐标。

4.根据权利要求1所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述P控制器的比例增益系数大于转子侧变流器电流环比例增益系数。

5.根据权利要求1所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述带通滤波器的阻尼比取值范围为0.4～0.8。

6.根据权利要求5所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述带通滤波器的阻尼比设置为0.4。

7.根据权利要求1-6中任意一项所述的一种次同步阻尼控制器，其特征在于，所述带通滤波器为二阶带通滤波器。

8.附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，采用如权利要求1-7中任意一项所述的次同步阻尼控制器，其特征在于，包括以下步骤：

S1、基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率；

S2、从所述振荡频率中获取所述双馈风机转子电流信号的次同步振荡分量；

S3、调节所述次同步振荡分量的幅值；

S4、将调节幅值后的所述次同步振荡分量注入双馈风机转子侧变流器的控制环中；

其中，步骤S2中获取的同步振荡分量与步骤S5中注入双馈风机转子侧变流器的控制环中的次同步振荡分量的相位一致。

9.根据权利要求8所述的附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，其特征在于，所述基于固有时间尺度分解算法获取双馈风机转子电流信号中的振荡频率包括以下步骤：

获取所述电流信号的极值点X_k及相对应的时刻τ_k，k＝1，2，3……m，m为极值点的个数；

根据所述极值点X_k及相对应的时刻τ_k获取低频振荡信号点L_k+1：

将所述低频振荡信号点L_k+1拟合成低频振荡曲线L_t：

L表示低频频振信号提取算子，X_t表示电流信号；

获取所述振荡曲线L_t的过零点，并根据所述过零点计算所述电流信号的振荡频率。

10.根据权利要求9所述的附加次同步阻尼控制器的双馈风机次同步振荡抑制方法，其特征在于，所述振荡频率为：

f_sub＝1/(2dt₁*(t_z-t_z-1))；

L_k+1*L_k＜0；

f_sub表示振荡频率，dt₁表示所述电流信号的采样时间，t_z和t_z-1表示所述振荡曲线中连续的两个过零点的横坐标，L_z表示横坐标为t_z的过零点的纵坐标。